1、dsp交流变频调速控制器的设计DSP项目设计 题目：交流变频调速控制器的设计学院：物联网工程班级：电气1102学号：学生姓名：指导教师二一四年五月摘要近年来,交流电机变频调速及其相关技术的研究己成为现代电气传动领域的一个重要课题,并且随着新的电力电子器件和微处理器的推出以及交流电机控制理论的发展，交流变频调速技术还将会取得巨大进步。本文对变频调速理论，逆变技术，SPWM产生原理进行了研究，在此基础上设计了一种新型数字化三相SPWM变频调速系统，以TMS320LF2407A （16 位定点DSP 芯片）为处理器，采用智能功率模块PM10CSJ060,通过SPWM 技术对交流电机进行恒压频比控制，
2、设计并实现了基于DSP 的变频调速（Variable Velocity Variable Frequence，简称VVVF）控制系统。论文阐述了交流异步电机的数学模型和变频调速原理；设计了以DSP最小系统为核心的控制电路、变频主电路、信号采集电路等；在CCS集成开发环境下，采用C语言编程实现了上述的变频调速控制策略；同时为了实现该控制系统的灵活性，还采用VC+编写了上位机控制程序，使PC机通过串口对DSP进行控制，并将电机的运行状态在PC机上显示；还扩展了CAN总线，方便了电机的多机控制和远程控制。论文最后给出了实验结果和波形分析。结果表明了该变频调速控制系统具有良好的动静态调速性能，验证了系
3、统设计的有效性和可行性。关键词：DSP、SVPWM、交流异步电机、变频调速第一章绪论1.1交流电机调速的研究背景与意义电动机作为主要的动力设备广泛的应用于工农业生产、国防、科技及社会生活等各个方面，其耗电约占总发电量的6070，当之无愧的成为用电量最多的电气设备。电机分为直流电机和交流电机两大类。直流电机由于其便于控制和控制精度比较高的特点，在很长一段时间内被广泛应用，被人们认为难以被其他电机所取代。但随着电力电子技术的发展、各种新型控制器件和先进控制方法的在电机调速系统中的应用，使交流电机控制精度得到极大的提高；另外，由于交流电机，特别是笼型式异步电机具有结构简单牢固、制造成本低廉、运行方便
4、可靠、环境适应能力强以及易于向高电压、高转速和大容量方向发展等优点，过去直流电机占主导地位的调速传动领域将逐渐被交流电机所占领。另一方面，随着世界经济的不断发展，科学技术的不断提高，环保和能源问题同趋成为人们争论的主题。充分有效地利用能源已成为紧迫的问题。就目前而言，电能是全世界消耗最多的能源之一，同时也是浪费最多的能源之一，为解决能源问题必须先从电能着手，其中起代表性的就是电机的控制。在发达国家中生产的总电能有一半以上是用于电机的能量转换，这些电机传动系统当中90左右的是交流异步电机。在国内，电机的总装机容量已达4亿千瓦，年耗电量达6000亿千瓦时，约占工业耗电量的80。并且使用中的电机绝大
5、部分还是中小型异步电机，加之设备的陈旧，管理、控制技术跟不上，所浪费的电能甚多。因此，电机的变频调速控制越来引起人们的重视，同时对变频调速驱动系统也提出了高效率、高精度、高可靠性、多功能、智能化、小型化、低成本等要求。可见，异步电机的变频调速系统的研究具有重要意义。1.2变频调速相关技术的发展现代电力电子、微电子技术和计算机技术的飞速发展，以及控制理论的完善、各种工具的同渐成熟，尤其是专用集成电路、DSP和FPGA近年来令人瞩目的发展，促进了交流调速的不断发展。目前交流电机变频调速控制己经成为一门集电机、电力电子、自动化、计算机控制和数字仿真为一体的新兴学科1.2.1电力电子技术SCR开关器件
6、输出的电压或电流含有大量的谐波，造成电机转矩脉动大，严重影响了调速系统的性能。GTO是高电压大电流全控型功率器件，容量大，但关断能耗。：GTR是电流驱动器件，通态压降低，容量没有GTO大，但功耗大，调制频率不高，噪声大，现趋于淘汰中。MOSFET是电压型驱动器件，开关频率高，驱动功率小，安全工作区广，但耐压不高。GBT集GTR和MOSFET的优点于一体，是目前变频调速系统和通用变频器中使用最广泛的主流功率器件之一。IPM是先进的混合集成功率器件，由高速低耗的IGBT和优化的门极驱动及保护电路构成，采用了有电流传感器功能的IGBT，能连续监控功率器件电流，从而实现高效的过电流保护。由于IPM集成
7、了过热保护电路和锁定保护电路，系统可靠性得到进一步提高。1.2.2变频调速技术的发展20世纪是电力电子变频技术由诞生到发展的一个全盛时期。最初的交流变频调速理论诞生于20世纪20年代，直到60年代，由于电力电子器件的发展，才促进了变频调速技术向实用方向的发展。70年代，席卷工业发达国家的石油危机，促使他们投入大量的人力、物力、财力去研究高效率的变频器，使变频调速技术有了很大的发展并得到推广应用。80年代，变频调速己产品化，性能也不断提高，充分发挥了交流调速的优越性，广泛的应用于工业各部门，并且部分取代了直流调速。进入90 年代，由于新型电力电子器件的发展及性能的提高、计算机技术的发展以及先进控
8、制理论和技术的完善和发展等原因，极大地提高了变频调速的技术性能，促进了变频调速技术的发展，使变频调速装置在调速范围、驱动能力、调速精度、动态响应、输出性能、功率因数、运行效率及使用的方便性等方面大大超过了其他常规交流调速方式，其性能指标亦已超过了直流调速系统，达到取代直流调速系统的地步。1.3 变频调速系统的方案目前典型的变频调速控制类型主要有四种:恒压频比(v均控制，转差频率控制，矢量控制，直接转矩控制。下面分别对这四种调速控制类型进行介绍。早期的变频系统都是采用开环恒压比田/卜常数)的控制方式，U/f控制是转速开环控制,无需速度传感器，控制电路简单，负载可以是通用标准异步电动机，所以通用性
9、强，经济性好，是目前通用变频器产品中使用较多的一种控制方式，普遍应用在风机、泵类的调速系统中。但是由于这种控制方法是开环控制，调速精度不高，低速时因定子电阻和逆变器死区效应的存在而性能下降、稳定性变差。异步电动机转差频率控制是一种转速闭环控制。利用异步电动机的转矩与转差频率成正比的关系来控制电机的转矩，就可以达到与直流恒磁通调速系统相似的性能。它的优点在于频率控制环节的输入频率信号是由转差信号和实测转速信号相加后得到的，在转速变化过程中，实际频率随着实际转速同步上升或下降，因此加、减速更平滑，容易稳定。其缺点是由于转差频率控制规律是从异步电动机稳态等效电路和稳态转矩公式推得的，所以存在动态时磁
10、通的变化不能得到控制、电流相位没有得到控制等差距，使其不能达到与直流恒磁通调速系统同样的性能。本世纪70年代西德F.Blaschke等人首先提出矢量控制(FOC)理论，由此开创了交流电动机等效直流电动机控制的先河1习。矢量控制也称为磁场定向控制，它着眼于电机磁场的直接控制。其主要思想是将异步电动机模拟成直流电动机，通过坐标变换的方法分解定子电流，使之成为转矩和磁场两个分量，实现正交或解祸控制，从而获得与直流电动机一样良好的动态调速特性。因为这种方法采用了坐标变换，所以对控制器的运算速度、处理能力等性能要求较高。但在实际上矢量控制运算及转子磁链估计中要使用电动机参数，其控制的精确性受到参数变化的
11、影响，所以精确的矢量控制系统要对电动机的参数进行估计。这种控制方式需要解祸计算和坐标旋转变换，计算量较大，实现起来困难。在矢量控制系统中，给定量要从直流变为交流，而反馈量要从交流变为直流再加上转子磁链模型、转子参数的辨识与校正等;因此电机的速度辨识及磁链观测器的实现是矢量控制系统实现的关键所在。1.4课题研究内容本课题综合国内外电机变频调速技术的发展情况，在掌握交流电机变频调速基本原理的基础上，设计了一套基于DSP芯片TMS320LF2407A和电压空间矢量SVPWM的交流异步电机变频调速系统的软硬件解决方案。将重点放在了DSP芯片实际应用上。课题主要内容包括：交流电机变频调速原理的研究;变频
12、调速系统硬件电路的研究和设计，包括主电路、系统保护电路和控制电路;变频调速系统控制软件的研究和设计。第二章交流异步电机的数学模型三相交流异步电机是一个多变量、高阶、非线性、强耦合的复杂系统，为了方便对三相交流异步电机进行分析研究，抽象出理想化的电机模型，通常对实际电机作如下假设：1)忽略磁路饱和的影响，认为各绕组的自感和互感都是恒定的。2)忽略空间谐波，三相定子绕组A、B、C及三项转子绕组a、b、c在空问对称分布，互差120。电角度，且认为磁动势和磁通在空间都是按J下弦规律分布。3)忽略铁心损耗的影响。4)忽略温度和频率变化对电机参数的影响。有了这些假设，实际异步电机可被等效为如图21所示的三
13、相异步电机物理模型。图中，定子三相绕组轴线A、B、C在空间是固定的，故定义为三相静止坐标系。设A轴为参考坐标轴，转子绕组轴线a、b、c随转子以速度旋转。A轴和转子a轴间的电角度即为空间角位移变量。图2-1异步电机物理模型2.1异步电机的原始数学模型异步电机的原始数学模型可由以下四组方程表示： 1电压方程 三相定子绕组的电压方程为： (2-1)三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为： （2-2）式中uA，uB，uC，ua，ub，uc定子、转子相电压的瞬时值； iA，iB，iC，ia，ib，ic定子、转子相电流的瞬时值； A，B，C，a，b，c各绕组的全磁链； R1 ，R2定子、转子绕组电阻。将以
14、上电压方程写成矩阵形式,并以微分算子P代替微分符号ddt （2-3）也可以简写为： U=Ri+p(2-4)2磁链方程 由于每个绕组的磁链是它本是的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，六个绕组的磁链可以表示为： (2-5)也可简写为： Li (2-6)式中，L是6 x 6的电感矩阵，其中对角线元素是各有关绕组的自感， 其余各项是绕组间的互感。 3矩阵方程 根据机电能量转换原理，异步电机电磁转矩表达式为： Te=PnLm1(iAia+iBib+iCic)sin+(iAib+iBic+iCia)sin(+120o)+(iAic+iBia+iCib)sin(-120o) (2-7)4运动方程 对于恒
15、转矩负载，机电系统的运动方程为：Te= TL + J/Pnd/dt (2-8)式中：Te，TL电磁转矩，负载转矩；J转动惯量；P电动机极对数。 由以上方程可知，异步电机的非线性强耦合主要表现在磁链方程和转矩方程中，既存在定子和转子之间的耦合，也存在三相绕组间的交叉耦合。三相绕组在空间按12&分布，必然引起三相绕组间的耦合。由于定子和转子间的相对运动，导致其夹角0不断变化，使互感矩阵为非线性。因此，异步电机三相原始数学模型相当复杂，不易求解。为了使三相异步电机具有可控性、可观性，必须对其进行简化，使其成为一个线性、解耦的系统。从对直流电机的分析中发现，如果将交流电机的物理模型等效的变换成类似直流
16、电机的模型，就可以大大简化分析和控制问题，这就需要进行坐标变换。2.2坐标变换我们知道对异步电机研究控制时，如果能用两相就比用三相简单，如果能用直流控制就比交流控制更方便。为了对三相系统进行简化，就必须对电动机的参考坐标系进行变换，这就叫坐标变换。坐标变换以产生相同的磁通为准则，建立三相交流绕组、两相交流绕组和旋转的直流绕组三者之间的关系，从而可以建立交流异步电机的直流模型。 在研究电机矢量控制时定义有三种坐标系统，即三相静止坐标系(3s)、两相静止坐标系(2s)和两相旋转坐标系(2r)。对应的坐标变换有：从三相到两相的静止坐标变换(3s2s)；从两相静止到两相旋转的坐标转换(2s2r)等。
17、2.3本章小结本章首先从异步电机的物理模型出发，通过抽象假设给出了理想的异步电机原始数学模型；然后，详述了坐标变换方法，包括从三相到两相的静止坐标变换和从两相静止到两相旋转坐标的变换；最后，通过坐标变换将异步电机原始数学模型变换成便于控制的在不同坐标系的简化数学模型。为将异步电机作为一个系统来控制提供了理论依据。第三章交流调速原理交流异步电动机的转速可由下式表示：n=60f/p(1-s) (3-1)为电动机转速(rmin)；P为电动机磁极对数：f为电源频率；s为转差率。由式(3-1)可见，影响电动机转速的因素有：电动机的磁极对数P，转差率s和电源频率f。其中，改变电源频率来实现交流异步电机调速
18、的方法效果最理想，这就是所谓变频调速。变频调速的方法主要有：V/F控制、矢量控制、直接转矩和电压空间矢量(SVPWM)控制方法。本课题采用 SVPWM控制方法。3.1正弦脉宽调制(SPWM)控制理论我们期望变频器输出的电压波形是纯粹的正弦波形，但就目前的技术，还不能制造功率大、体积小、输出波形如同正弦波发生器那样标准的可变频变压的逆变器。目前很容易实现的一种方法是：逆变器的输出波形是一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，这些波形与正弦波等效，等效的原则是每一区间的面积相等。如果把一个正弦半波分作n等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变
19、，各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合。这样，有n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效，称为SPWM波形。SPWM波形如图3.1所示：图3.1与正弦波等效的等幅脉冲序列波图3.2 SPWM控制的基本原理图3.1.1单极性SPWM控制技术采用单极性控制时在正弦波的半个周期内每相只有一个开关器件开通或关断，例如A相的V1反复通断，如图3.3所示。图3.3 单极性脉宽调制波的形成(A)调制波和载波 (B)单极性SPWM波形单极性调制的工作特点：每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断的工作，另一个完全截止；而在另半个周期内，两个器件的工
20、作情况正好相反。流经负载Z的便是正、负交替的交变电流，如图3.4所示。图3.4单极性调制工作特点3.1.2双极性SPWM控制技术双极性调制技术与单极性相同，只是功率开关器件通断情况不一样。图2.5绘出了三相双极式的正弦脉宽调制波形。当A相调制波uAut时，V1导通，V2关断，使负载上的相电压为UA=+U/2(假设交流电机定子绕组为星型联接，其中性点0与整流器输出端滤波电容器的中点0相连，那么当逆变器任一相导通时在电机绕组上所获得的相电压为U/2，见图2.5(b)；当uAut时，V1关断而V2导通，则UA=U/2。)所以A相电压UA是以+U/2和-U/2为幅值作正、负跳变的脉冲波形。同理，图3.
21、5(c)的UB是由V3和V4交替导通得到的，图3.5(d)的UC是由V5和V6交替导通得到的。由UA和UB相减，可得逆变器输出线电压波形UAB图3.5(e)。UAB的脉冲幅值为+U和U。尽管相电压是双极性的，但是合成后的线电压脉冲系列与单极性相电压合成的结果一样都是单极性的。图3.5双极性SPWM逆变器三相输出波形综上所述，双极性调制的工作特点：逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，而流过负载Z的电流是按线电压规律变化的交变电流，如图3.6所示：图3.6双极性调制工作特点3.2 SPWM的调制方式SPWM的调制方式有三种：同步调制、异步调制和分段同步
22、调制。在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比。在变频过程中，即调制信号周期变化过程中，载波个数不变的调制称为同步调制，载波个数相应变化的调制称为异步调制。(1)同步调制在改变正弦信号周期的同时成比例地改变载波周期，使载波周期与信号频率的比值保持不变。对于三相系统，为了保证三相之间对称，互差120相位角，通常取载波频率为3的整数倍。而且，为了双极性调制时每相波形正负波形对称，上述倍数必须是奇数，这样在信号波180处，载波的正负半周恰好分布在180处的左右两侧。由于波形的左右对称，这就不会出现偶次谐波问题。但是这种调制，在信号频率较低时，载波的数量显得稀疏，电流波形脉动大，谐波分
23、量剧增，电动机的谐波损耗及脉动转矩也相应增大。而且，此时载波的边频带靠近信号波，容易干扰基波频域。为了克服这个缺点，必须在低频时提高载波比，这就是异步调制方式。(2)异步调制异步调制方式是指在整个变频范围内，载波比都是变化的。一般在改变调制频率时保持三角载波频率不变，因此提高了低频时的载波比，在低频工作时，逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数可以随着输出频率的降低而增加，相应的减小了负载电机的转矩与噪声，改善了低频时的工作特性。但是由于载波比随着输出频率的降低而连续变化时，逆变器输出电压的波形其相位也会发生变化，很难保持三相输出的对称关系，因此会引起电动机的工作不稳定。(3)分段同步调制为了克服同
24、步调制和异步调制的缺点，可以将他们结合起来，组成分段同步调制方式。分段同步调制是指在一定的频率范围内，采用同步调制，保持输出波形对称的优点，当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，这样就利用了异步调制的优点。具体实现方法是把逆变器整个变频范围划分为若干个频段，在每个频段内都维持载波比恒定，对于不同频段取不同的载波比，频率较低载波比取大点，一般有经验参数可取。3.3用DSP实现SVPWM的两种方案1软件实现SVPWM方案将每个PWM周期分成七段，分别用U0、Ux、Ux1、U7、Ux1、Ux、U0 (这里X可以是1、3或5)表示。以扇区0为例，开关切换顺序应为：U0(000)U1(100)一U2
25、(110)U7(111)U2(110)U1(100)U0(000)，分别计算出T0 /4、T0 /4+ T1/2、T0 /4+ T1/2+Tm /2的时间装载到对应的比较寄存器，得到对称的输出波形如图3.7所示。这种方案可以很容易的用软件编程控制TMS320LF2407A的三路PWM通道来实现。 图3.7软件方法实现的Uref在扇区0的SVPWM波形2硬件生成SVPWM方案 TMS320LF2407A中具有两个事件管理器EVA和EVB，每事件管理器中都有一个空间矢量状态机器件。可以根据某一时刻Uref的所在扇区位置，确定主、辅矢量及作用时间Tl、Tm后重新配置比较寄存器和控制寄存器ACTR，然
26、后由空间矢量状态机自动生成对称的SVPWM波形。其实现方案为：将每个PWM周期分成5段，分别用Ux、Ux1、U0U7，、Ux1、Ux表示。以扇区0为例，方案为U1(100)U2(1l0)U7(111)- U2(1l0)- U1 (100)，如图3.8所示。图3.8硬件方法实现的Uref所在扇区0的SVPWM波形3.4本章小结本章主要介绍了变频调速原理，详述了电压空间矢量(SVPWM)控制原理，给出了用DSP实现SVPWM的两种方案，并给定了对应的SVPWM在一个PWM周期的波形，为异步电机变频调速的软件实现提供了理论依据。第四章变频调速系统的硬件电路设计4.1系统硬件结构系统的总体结构如图41
27、所示，主要由整流电路、滤波电路、逆变电路、DSP 控制电路、电压电流检测电路、保护电路及上位机控制部分组成。本系统以T1的DSP芯片TMS320LF2407A为核心，由上位机给定控制信号经串口传给DSP，DSP接到信号后由内部程序产生相应的PWM信号，经过快速光耦隔离后来驱动功率器件IPM，不同频率的PWM信号对应不通频率的IPM输出三相电，从而产生变频电源来控制电机速度的变化。检测电路将检测到的信号传给DSP，DSP做出相应处理后将各种信息再经串口传送到上位机显示出来，使我们可以很清楚的看到系统运行状况。整流和滤波电路的作用是为IPM提供直流母线电压。整流器 滤波器 逆变器图4.1系统硬件结
28、构图4.2主电路设计主电路部分原理如图4.2所示，由整流电路、滤波电路、逆变电路和缓冲吸收电路组成。主电路部分功能是完成系统电能的转换和传递，它的设计好坏关系到整个系统的稳定性。本系统被控电机参数为：额定功率PN=900W，额定电VN=380V，额定电流IN =237A，额定频率FN=50HZ。下面详细介绍各部分电路原理及元件参数。图4.2主电路图4.2.1主电路开关器件选择IRFZ44N:它是用于开关电源，且具有很低的使用状态阻力。具体参数如下：晶体管极性：N沟道晶体管类型：MOSFET 漏极电流Id最大值：49A 电压Vds最大：55V 功耗：83W4.2.2额定电压的确定1.漏极至源极间
29、可能承受的最大电压，即Vds2.在整个工作温度范围内测试电压的变化范围3.需要考虑的其他安全因素：由开关电子设备(如电机或变压器) 诱发的电压瞬变. 由上述条件结合本设计实际供电电压为直流24V,考虑最坏情况下，同桥臂两晶闸管同时导通使电源短路时，两晶闸管承受全部电压，每个晶闸管承受最大电压为12V。加上一定裕量IRFZ44N额定电压能满足要求。4.2.3额定电流的确定流过晶闸管的电流分为两种; 连续模式：连续导通模式下，MOSFET处于稳态，此时电流连续通过器件脉冲尖峰：脉冲尖峰是指有大量电涌(尖峰电流) 主电路中采样电阻阻值为0.1，晶闸管内阻0.022，保护电路稳压管电压 5V，同桥臂两
30、晶闸管同时导通使电源短路时，两晶闸管承受电压为5V，每个晶闸管承受最大电压为2.5V。流过晶闸管电流约为21A，加上一定裕量IRFZ44N 额定电流完全能满足要求。4.2.4开关损耗MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成 MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。 MOSFET开关的总功率： Psw=(Eon+Eoff)开关频率器件的结温：最大环境温度加上热阻与功率耗散的乘积结温=最大环境温度+热阻功率耗散。4.3功率驱动电路智能功率模块（IPM）
31、是将大功率开关器件和驱动电路、保护电路、检测电路等集成在同一个模块内的一种电力集成电路。它采用低饱和压降，高开关速度，内设低损耗电流传感器的绝缘栅双极晶体管（IGBT）功率器件。所设计系统中的功率开关器件采用以IGBT 为核心的IPM，型号为PM10CSJ060。采用单电源逻辑电压输入优化的栅极驱动，实行实时逻辑栅区（RTC）控制模式。采用严密的时序逻辑监控保护，可防止过电流、短路、过热及欠电压等故障发生。光耦合输入，带RC 信号干扰抑制和电源干扰抑制。IPM内置各种保护功能，只要有一个保护电路起作用，IGBT 的门极驱动电路即可关闭，同时产生一个故障信号。4.3.1 IPM的选用IPM在选用时，首先是根据变频装置的容量(电动机的额定功率)，同时也要考虑供电电源容量，确定其额定值和最大值，然后选择具体型号。选型时，有两个主要方面需要权衡。 第一：根据IPM的过流值以确定峰值电流。峰值电流基于变频器和电机工作的效率、功率因数、最大负载和电流脉动而设定的。电机电流最大峰值可由下式计算： （4-1）式中：P=电机功率(W)；OL =变频器最大过载系数；=电流脉动因数；=变颡器的效率；F =功率因数；异步电动机的数学模型 VAC =交流线电压(v)。第二：适当的热设
