1、电力电子课程论文高频感应加热原理及应用目录一 背景 1二 高频感应加热原理与基本电路结构 22.1 高频感应加热原理 22.2 基本电路结构 3三 谐振逆变器电路 43.1 谐振补偿电路模型 43.2 电路实现 6四 功率调节方式 104.1 脉冲密度调制（PDM） 104.2 脉冲宽度调节（PWM） 114.3 脉冲频率调节（PFM） 12五总结 13摘要：自从感应加热电源问世以来，由于其在工业热处理等方面的各种优点，迅速地应用到了国民生产的各个领域。对于中国这样一个能源使用大国，感应加热电源的研究和性能的提高有着极其重要的现实意义。电力电子器件得发展对感应加热技术的发展有着至关重要的影响,
2、随着电力电子器件得发展，感应加热技术不断地提高。本文主要讨论高频感应加热的原理以及电路实现，主要分析了谐振逆变器的电路结构、工作频率以及调功方式，说明了合理的电路结构、电子器件的工作状态以及控制方式是感应电源实现的保证。一 背景工业上开始应用感应加热技术以来，已有将80多年历史。在这期间，感应加热理论和感应加热装置都有很大的发展。在应用领域方面，感应加热可用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等过程，己成为冶金、国防、机械加工等部门及船舶、飞机、汽车等制造业不可缺少的技术。此外感应加热正不断的进入人们的家庭生活中，例如电磁炉等都是依靠感应加热原理工作的。感应加热电源技术的发展趋势是高频化、大容量化、
3、智能化和绿色化。目前的高频感应加热电源频率在几百千赫左右，技术比较成熟。感应加热的应用领域以及应用范围越来越广，究其原因，要是感应加热具有如下一些特点：（1）加热温度高，而且是非接触式加热；（2）加热效率高节能；（3）加热速度快被加热物的表面氧化少；（4）温度容易控制产品质量稳定；（5）可以局部加热，容易实现自动控制；（6）作业环境好，作业占地少，环保；（7）能加热形状复杂的工件，工件容易加热均匀；在我国，感应加热是伴随着汽车工业和拖拉机工业的诞生而起步的。它具有加热效率高、速度快、可控性好且易于实现机械化和自动化等优点,是目前常用的最有效的热处理工艺。它具有下列多种应用：表面淬火、透热淬火、
4、回火和消除应力(低温)、退火和正火(高温)、焊缝退火、粉末金属烧结等，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛应用。二 高频感应加热原理与基本电路结构2.1 高频感应加热原理当导体中通过交变电流时，导体周围形成交变磁场，磁场的强弱直接与电流强度成正比。如果将材料放在高频磁场内，刚磁力线同样会切割材料，在材料中产生感应电动势，从而产生涡流。涡流也是高频电流，同样具有高频电流的一些性质，由于材料具有电阻，结果使材料发热。利用感应涡流的热效应进行加热，叫感应加热。感应加热是电热应用的一种较好形式,它是利用电磁感应的原理将电能转变为热能。见图2-1，当交变电流流入感应圈时，感应圈内便
5、产生交变磁通，使置于感应圈中的工件受到电磁感应而产生感应电势e。图2-1 感应加热示意图如果磁通呈正弦变化，即，则其有效值为为了使金属能加热到一定温度，在金属内必须有足够大的电流，为此在金属内必须感应出足够大的电势E。由于感应电势E与磁通、频率成正比，为了获得必须的感应电势，可以通过提高电源频率来获得。同样的发热效果，频率越高，所需的磁通及感应圈中的电流就可以减小，所以近来的感应加热广泛采用中高频电源。另外，金属截面越大，那么在同样的磁通密度下，通过金属的也就越大，于是感应电势E及金属内感应得到的功率也就越大。2.2 基本电路结构感应加热电源由主电路和控制及保护电路两大块组成。主电路由整流器、
6、滤波器、逆变器和负载电路组成。其中整流滤波发展较为成熟，通常是逆变器、负载阻抗匹配及控制电路的发展水平限制着感应加热电源的发展。基本电路结构如下所示：图2-2 感应加热电源基本电路结构 根据调功方式的不同，又可以分为整流器调功、不控整流加斩波器、逆变器调功三种结构。在实际中应用较多的是逆变器调功结构。如图2-3所示：图2-3 高频感应加热电源逆变器调功结构三 谐振逆变器电路3.1 谐振补偿电路模型高频感应加热电源的负载可以等效成一个电阻和一个电感串联或并联的形式。等效的电感、电阻是感应器和负载耦合的结果，其值受耦合程度的影响。这种负载都是功率因素很低的感性负载；为了提高功率因数，一般采用增加补
7、偿电容的方法来提高。一般有并联补偿和串联补偿两种方式，从而形成两种基本的谐振电路：并联谐振电路、串联谐振电路。为了提高效率和保证逆变器安全运行，固态感应加热电源一般工作在准谐振状态。串联谐振电路以及并联谐振电路的特性见图3-1：图3-1串、并联谐振电路的特点并联谐振电路 并联型电路谐振时电源的电流全部加在等效电阻上，电感和补偿电容上的电流是输入电流的Q倍，常把此谐振称作电流型谐振。而补偿电容和感应器上的电压为逆变器输出电压。并联谐振电路必须用电流源供电，电流源由整流器和大电感构成。如果并联型逆变器的上、下桥臂同时断开，则积蓄在大电感中的能量将无处排放，会严重损害功率器件。因此需在上下桥臂的驱动
8、信号中加入“重叠时间”。在这个时间内，虽然桥臂处于短路状态，但由于电感的“通直隔交”特性，电流不会突变，只要换流足够快，就不会对功率器件造成危害。 由于直流电流源采用大电感滤波，大电感能够抑制短路电流的上升，所以有利于过流保护。由于 IGBT 内部封装有反并联二极管，所以 IGBT 不能承受反向电压，因此要为每个主开关器件串联一个同等容量的电力二极管以承受换流后相应桥臂要承受的反压。电路中每个主开关器件都并联有阻容网络构成的保护电路。串联谐振电路串联型电路谐振时电源电压都加在负载等效电阻上，电源供给负载的全都是有功功率。电感和电容上的电压大小相等，而且等于逆变器母线电压的Q倍，但方向相反，常称
9、此谐振为电压型谐振。而流过补偿电容和感应器上的电流为逆变器输出电流。串联型电源的滤波器是通过大电容实现的，逆变器的供电电压不变。如果同一桥臂出现短路，由此产生的短路电流会对功率器件造成严重损坏。因此串联逆变器中，同一桥臂的功率管换流时一定遵循“先断后通”的原则，即在上下桥臂的驱动脉冲之间加入“死区时间”。在这段“死区时间”里，为了确保无功电流的续流，必须在功率管的两端反并联一个快恢复二极管（或者由寄生二极管实现）。与并联谐振电路相比，串联谐振电路具有以下优势：（1）关断时间短，换流时开关管自然关断（零电流关断）；（2）启动较简单、适用于频繁启动场合、对驱动脉冲要求较低；（3）感应器与逆变电源可
10、以相距较远，负载分布电感对输出功率影响较小；（4）对二极管反向恢复速度要求较低。 因此在实际应用中，多采用串联型的电路结构。两者电路结构见图3-2：图3-2 串联型（上）和并联型（下）谐振电路结构3.2 电路实现 简化后的带电容缓冲的串联型谐振逆变电路结构图3-3所示：图3-3 简化后带电容缓冲的串联谐振逆变电路结构 在电路实现部分，本文主要讨论两个问题：谐振电路的工作频率以及换流过程。谐振逆变电路工作频率图3-4 容性负载输出波形（左），感性负载输出波形（右）串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流近似正弦波，同时，为避免
11、逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通之间必须留有足够的死区时间。图3-4给出容性负载和感性负载的输出波形。当串联谐振逆变器工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的MOSFE。由于MOSFE寄生的反并联极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流,而使器件产生较大的开关损耗,而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET受到很高的电压尖峰的冲击。当串联谐振型逆变器工作在感性负载
12、时，输出电流的相位滞后于电压相位。其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET关断后，负载电流换至下(上)桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET。由于MOSFET中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小，另一方面，MOSFET关断时电流尚未过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET关断时间很短，预留的死区时间不长，并且因为死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSFET向下(上)
13、桥臂的反并联的二极管换流，其间的瞬时电流很小，即MOSFE丁关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。从上述分析可以知道，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小，因而可以在较高的工作频率下工作。谐振逆变电路换流过程 带缓冲电容的串联谐振电路换流过程如图3-5所示：（a）S1、S4关断前的状态 （b）换向中的状态（c）换向后D2、D3续流状态 （d）载电流变向后状态图3-5 换流过程状态（a）：换相前，导通，设负载电流方向为0；此时电容C1及C4上的电压为零。C2及C3上的电压为，如图3-5（a）所示。状态（b）：此时关断，负载电流以向C1及C4充电,同时C
14、2及C3放电，如图3-5(b)所示，当C1及C4电压达到，此时C2及C3放电到零，进入下一状态。状态（c）：在换向过程中，待C1及C4上的电压达到，C2及C3上的电压下降为零时，而负载电流仍未过零，则会通过内部反并联二极管D2及D3续流，如图3-5(c)所示。状态（d）：负载电流过零后，S2及S3导通，进入下半周期工作状态。如图3-5(d)所示。上述为前半个周期电路换流工作过程，后半个周期换流过程与前半个周期相似。换向前后电压、电流波形示意图见图3-6。图3-6 换向前后电压、电流波形示意图四 功率调节方式如前述，高频感应加热电路多采用逆变器调功方式来控制电路输出功率，而逆变器调功方式常见的有
15、以下几种：脉冲密度调制（PDM）、脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）。4.1 脉冲密度调制（PDM）PDM 法是通过控制逆变器向负载输送能量的时间来调节输出功率，即控制逆变器的脉冲密度。其控制原理图如图4-1所示：图4-1 脉冲密度调制原理图PDM 法的控制原理：假定选 个开关周期，其中的 个周期里逆变器向负载输出能量；而剩下的( )个周期逆变器则停止向负载馈送能量，负载的能量是通过自然振荡的形式在回路内慢慢衰减。这样就能通过改变逆变器脉冲密度来改变电源功率。其优点是输出频率一般保持不变，功率器件的开关损耗相对较小，数字化控制容易实现，适合在开环的场合中应用。缺点是逆变器输出频率不
16、完全等于负载固有频率，系统稳定性比较差。率动态响应不理想，属于有级的调功方式。4.2 脉冲宽度调节（PWM）PWM方法是通过控制逆变器输出电压的占空比来改变输出功率的。其原理是采用频率跟踪技术，使逆变器同一桥臂的上、下功率管的驱动脉冲正好互补。斜对角的两个功率管的驱动信号的相位如果相同，是 PWM 脉冲宽度调制；如果它们之间错开一个相位差，就是移相 PWM 调制。移相PWM调节方式控制原理如图4-2所示：图4-2 PWM移相调节方式控制原理使斜对角的功率管（VT1，VT4 ）和（VT2，VT3）的驱动脉冲之间相差一个移相角 ，让（VT1，VT2） 和（VT3，VT4）的驱动脉冲信号恰好互补，移
17、相角 可以在 0 180之间调节。在逆变器的控制电路中通过改变 的大小就可以调节逆变器输出电压的占空比，从而达到调节功率的目的。PWM 控制方案下具有更好的负载适应性，控制电路实现比较容易和功率调节范围宽等优点；缺点是频率变化较小，功率器件的利用率较低，电磁干扰比较大。4.3 脉冲频率调节（PFM）PFM 法即是一般所说的调频调功，也称为扫频调功。它是逆变器侧调功模式中最简单的一种。PFM 是通过改变逆变器的工作频率，从而改变负载输出阻抗以实现调节输出功率的目的。图4-3为负载功率随逆变器工作频率变化的曲线图（图中为逆变器功率管的开关频率，为负载的谐振频率。P 为逆变器的输出功率）。图4-3
18、负载功率随逆变器工作频率变化的曲线由上图可知，负载固有频率不变，改变逆变器开关频率即可改变电源的输出功率。当 1时，逆变器呈感性，开关频率越大感抗越大，输出功率减小。所以在逆变器的输入电压恒定时，逆变器的工作频率越偏离负载谐振频率，负载的等效阻抗越大，则逆变器的输出功率越小。PFM 就是利用这一原理来调节输出功率的。PFM 调功法最大的优点是不需调压环节，整流电路可以使用二极管整流，从而简化了设备，使成本得到降低；且 PFM 法的控制电路的设计较简单，调频部分实现起来较方便，一般是通过检测负载电流作为反馈量来构成闭环控制的。PFM调功方式可以对电源的工作频率、负载电流和电路的功率因数直接进行控
19、制；而且输出功率也可以不断调整，根本没有其他调功方式中的功率梯级调节问题；当负载 Q 值很大时，极小的频率偏移就可在很大范围内对功率进行调节；其缺点是：（1）负载谐振回路的 Q 值较小时，逆变器开关频率的变化会使被加热金属件的集肤深度也随之而变化，在表面淬火等场合中，这种变化对热处理行业的加热效果有很大的影响。（2）负载为低阻抗时，逆变器功率器件的开关损耗较大五总结 本文以高频感应加热为主题，主要介绍了高频感应加热的原理以及电路实现，在电路实现部分着重讨论谐振逆变电路的工作频率以及换流过程。通过适当地调节逆变器的工作状态，可以使逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小，因而可以在较高的工作频率下工作。最后介绍了几种常见的高频感应加热电路调节功率的方式，并比较它们的优缺点以及适用场合。高频感应加热技术已经发展的相当成熟，其应用领域以及应用范围也不断扩展，由于其加热方式在很多方面优于传统的加热方式，因而在很多领域这项技术将占领越来越重要的位置。参考文献：1 熊爱明,高频感应加热电源的研究,20032 潘如峰, 高频感应加热电源技术的研究,20043 白平, 超高频感应加热电源的研究,20054 郭艺丹, 串联谐振逆变器谐振回路及负载匹配的研究,20095 夏小荣, 高频感应加热电源,20036 尹卿, 高频感应加热电源技术的研究,2011
