1、另外，在零信号（zero-signal）情况下，在两条线路上也都会出现恆定的直流电压。在这两条输入线路上的直流电压是相同的，或是共模的。正常情况下，仪表放大器会抑制共模直流电压，或同时出现在两根线上的任何电压，如杂讯和嗡嗡声（hum），而放大两线间电压差距的差分讯号电压。CMR：运算放大器与仪表放大器的对比对许多应用来说，要从杂讯、嗡嗡声或直流偏移电压背景中提取出微弱的信号，CMR 特性非常重要。运算放大器和仪表放大器都具有某种 CMR 特性。但是，仪表放大器能阻止共模信号出现在放大器的输出端。而运算放大器虽然也有 CMR，但共模电压通常会以单一增益（unity gain），随着信号传送到输出
2、端。图 2 是一个连接到输入源（桥式感测器）的运算放大器。该桥输出（bridge output）骑乘在一共模直流电压之上。由于运算放大器的输出端与结合点之间有外接的回馈电路，+ 输入端（+ input）的电压与 输入端（ input）的相同。因此，运算放大器在理想情况下，其输入端为 0V。于是，对于 0V 的差分输入电压，运算放大器的输出电压必定为 VCM。在实际应用中，运算放大器的闭环增益可以放大讯号，而共模电压只接收单一增益。这种增益上的差别降低了共模电压在信号电压中所占百分比。但是，共模电压还是出现在输出端，而由於它的存在，缩小了放大器可用的输出摆幅。基於许多理由，任何出现在运算放大器输
3、出端的共模直流电压或交流信号都极不受欢迎。图 3 是一个常用的三运算放大器仪表放大器电路。现今如 Analog Devices 的 AD8221这样的仪表放大器 IC，一般也包括所有这些器件。由于采用运算放大器，仪表放大器电路的输入缓冲级 A1 和 A2 可以将信号电压放大，而共模电压则只收到单一增益。但是，现在每个缓冲器的输出端同时驱动一个减法器电路 A3，它只让差分电压通过，并且有效地抑制任何共模电压。当直流共模输入电压使得单电源的仪表放大器电路不能工作时，一个会影响由三个运算放大器配置成之单片器件的问题就会发生。设计工程师经常会选用单电源仪表放大器，所以它们便可利用单一的低压电源来工作。
4、但接下来他们就遇到麻烦了。 以一个利用单 5V直流单一供应电压工作的的仪表放大器桥式电路为例（图 4）。很多设计工程师只是简单地将仪表放大器的基准输入端 VREF 接地，就像双电源工作情况那样。在这个简化的案例中，利用一个采用等值电阻的桥电路，缓冲器的（零信号（zero-signa）输出（A1 和 A2）均为 2.5V 直流。这种情况发生的原因是，因为仪表放大器的缓冲器是以共模电压的单一增益来运作。由于两个缓冲器都将相同的 2.5V DC 加到仪表放大器的输出减法器上，减法器会试图摆向 0V。事实上，即使具有良好“轨至轨”效能的放大器也不能一直摆到负电源（在此一案例中，“接地”或 0V），所以
5、一个明显的错误早就存在了。显然地，试图向仪表放大器信号输出负值摆动的任何电阻桥信号都不会有任何结果。此时电路基本上已经没有功能了，而一位粗心大意的设计工程师可能会很容易地忽略此一问题，因为在没有共模电压时，仪表放大器的输出看起来没有什么异样。解决此一常见问题的办法是在仪表放大器的基准端加一个2.5V的半供电电压（half the supply voltage），这样，A3 的输出就会确定在供电电压的中间。于是该输出可以在这个中间电压的上下摆动。当然，在这种情况下，低电压、单电源电路的动态范围一般要低于双电源供电的情况。当低供应电压及高放大器增益使得仪表放大器电路失效（inoperative）时
6、，就会出现类似的问题。当仪表放大器在很高的增益（如1000）工作时，这是非常常见的（图 5）。此时，10 mV p-p 的输入电压乘以一个 1000 的增益，可以在两个输出端 A1 和 A2 之间会产生一个 10V p-p 的信号。当使用 15V 电源时，这不是问题。但当电路用单 5V 甚至双 5V 电源供电时，仪表放大器就无法工作了。并且，如果电路中原来就有高直流共模电压的桥式放大器，将更增加复杂性。使用单片 IC 的使用者无法利用到缓冲输出端 A1 和 A2，而只能看到最终输出端的情况，即 A3 输出端。再者，这种情况产生的严重设计问题是无法探测到的，有时只有当产品在交付使用后才会发现。另
7、外常见的应用问题是源自于利用低单一供应电压作业，并采用标准的非轨至轨器件（standard, non-rail-to-rail device）。像 Analog Devices AD623 这样的高品质轨至轨仪表放大器的输出摆幅向上可以到正电压轨 0.5V之下，向下可以到接地 0.01V之上。它的输入电压范围也相似。此时，放大器的输出摆幅几乎与供电电压相等。因此，当使用单 5V 电源时，放大器的输出摆幅大约为 4.49V。不幸的是，有些设计工程师忘记了放大器的余量问题（headroom），在设计中使用了标准的非轨至轨产品。即使是一个很好的双电源仪表放大器，其输出摆幅也只是在两个轨之间约 2V
8、以内。因此，当使用单 12 V 电源，仪表放大器的输出以 6V 为中心时，轨至轨放大器的摆幅可以为 5.5V，而标准产品则可能只有 4V 的输出摆幅（11V p-p 与 8V p-p之比较）。另外，当设计工程师试图用高阻抗源驱动仪表放大器的基准端时，也会出现一些应用问题。在多数常见仪表放大器中，基准输入端的典型阻抗值为 20 至 125 k。如果使用像运算放大器这一类的低阻抗源来直接驱动基准端，就不会有问题。但经常有设计工程师粗心大意地把一个电阻分压器当作一低成本的比例输出（ratio-metric）基准源，最终就会产生严重的错误（图 6）。在一个典型的三运算放大器仪表放大器中，基准输入端是输
9、出减法器电路的一部分。它本身的输入阻抗是固定的，近似等于 RREF1 与 RREF2 之和，通常是 2RREF。在基准端与公共地之间外接电阻 R2 会使 A3 减法器失去平衡，造成 CMR 误差。一种可以尽量减小此一问题的办法是将 R2 的值降低到大约为 RREF1 与 RREF2 之和的 0.1%（对 60 dB CMR而言）。但是，对於 10 k 的 RREF 和 RREF2 （总输入 Z 为 20000），R2 要求是 20。但这么小的电阻会在分压网路中无谓地消耗掉大量电流。另外，还有 RREF1 和 RREF2 与 R2 的分流问题，这会造成基准电压的误差。这些问题综合起来，就会为采用
10、运算放大器缓冲器驱动基准端提供一强而有力的论据（图 7）。运算放大器有低的输出阻抗（通常小於 1），因而不会产生明显的 CMR 误差。注意，本应用中採用两个 1% 的电阻，由于电阻不匹配产生的增益误差最大为 2%。由于直流 CMR 的限制，以及很多电路并不需要真正的直流回应，于是诱使设计工程师在仪表放大器电路的输入采用交流耦合。一种常见的错误方法是简单地在每个仪表放大器输入端串接一个适当值的电容（图 8）。同样的，由于单片式仪表放大器是一个完整封装的 IC，使用者经常不清楚里面的结构。因此，采用这种“悬浮（floating）”输入连接的仪表放大器没有直流基准。输入偏置电流会对交流耦合电容（C1
11、 和 C2）充电，直到它们超过输入共模电压为止。换句话说，根据不同方向的输入偏置电流，电容会充电到供电电压或低至接地电压。在采用FET 输入器件和大容量电容时，可能要花几分钟时间仪表放大器才会停止工作。一次常规的实验测试可能无法发现问题，因此，完全避免问题出现就很重要。但幸运的是，对双电源作业而言，有一种简单的解决方法：只要在每个输入端与地之间各加接一个大阻抗值的直流返回电阻（dc return resistor），如图 9。这样，两个输入端都有对地的直流基准，只有受到输入信号驱动时才会变化。对于单电源供电的仪表放大器，交流耦合更复杂一些，一般需要在每个输入端加一个直流共模电压 VCM（图 1
12、0）。这是一个必要的步骤，因为仪表放大器的输出不能摆到负供电电压以下（在此一例子中，就是接地）。如果仪表放大器输出电压要向下再摆几个毫伏，信号就会被截割（clipped）。为 VCM 和 VREF 选择合适的电压值是下一个要考虑的重要设计问题，特别是在低供电电压应用中。一般来说，将 VCM 设为预期输入动态范围的中间值，而 VREF 则取预计输出动态范围的中间值。假设预期输入信号（IN（IN）为 +1V 至 2V。此时，仪表放大器的输入缓冲器需要向 VCM 的正、负方向摆动。因此，必须将 VCM 升到地电位以上才能满足此一情况发生的要求。假设仪表放大器工作在单一增益，可将 VCM 设为 2V
13、或略高，这样可为负方向留出一个2V的馀量。但付出的代价是正向的摆幅将不足 2V 。如果仪表放大器的增益大于 1，则修改 VCM 的设定，使缓冲器输出端能有完整摆幅，不会被截割。找出输出中间值的方法也类似：估计出仪表放大器输出摆幅的大小与方向，大多数情况下应是 VINgain+VCM，然后再加一个基准电压 VREF，它即是该输出范围的中点。在选择交流耦合电路中直流返回电阻值时，要在偏置误差与输入耦合电容的实体尺寸和电气容量之间作出折衷。输入电阻值越大，所需输入耦合电容值就越小。这样可以同时节省成本和佔用电路板的空间。但不利之处是大阻值输入电阻会由于输入偏置电流而增加偏置电压误差。偏置电压漂移和电
14、阻杂讯也会增高。如果电阻值较小，则 C1 和 C2 需要选用更大的电容值，才能提供相同的 -3 dB 转角频率（corner frequency）。即：F3 dB=（1/（2R1C1），其中，R1=R2 和 C1=C2。除非在交流耦合电容的每一端都有够高的直流电压，否则就应使用无极性（nonpolarized）电容。像电解电容这些电容在没有适当的直流偏置情况下，会表现得像二极体。如果要使元件尽量小，可以选用 0.1F 以下的电容。一般情况下，电容值越低，该电容的价格就越低，尺寸也越小。输入耦合电容的额定电压需要够高，以防止被可能出现的瞬变输入电压击穿。最后还要注意：避免使用高 K 值（高介电常
15、数）的陶瓷电容，它可能会引入谐波失真。在交流耦合情况下，两个直流返回电阻的不匹配会造成输入偏置的不平衡（IB1IB2），从而产生一个输入偏置电压误差（图 9）。表 1 给出了各种电路频宽下 R、C 元件值，以及两种输入偏置电流下的 VOS 误差。作者介绍Charles Kitchin 是 Analog Devices的硬体应用工程师。他主要负责撰写技术出版品和开发应用电路。他已经发表了 80 多篇技术文章和设计方法、叁本书、还有很多应用说明。Lew Counts 是 Analog Devices 公司先进线性产品部的副总裁，并在 1984 年获得 Analog Devices 公司部门科学家的
16、最高荣誉。参考文献 1. Kitchin, Charles and Lewis Counts, A Designers Guide to Instrumentation Amplifiers, Second Edition, available free from Analog Devices at 系统分类:模拟技术 用户分类:模拟电路基础 标签:仪表放大器 CMR CMRR 运算放大器 基准端 来源:转贴 发表评论 阅读全文（1040） | 回复（1） 1 避免放大器电路设计中的常见问题 14:45 避免放大器电路设计中的常见问题By Charles Kitchin charles.kit
17、chin引言 与分立器件相比，现代集成运算放大器（op amp）和仪表放大器（in-amp）为设计工程师带来了许多好处。虽然提供了许多巧妙、有用并且吸引人的电路。往往都是这样，由于仓促地组装电路而会忽视了一些非常基本的问题，从而导致电路不能实现预期功能 - 或者可能根本不工作。本文将讨论一些最常见的应用问题，并给出实用的解决方案。AC耦合时缺少DC偏置电流回路 最常遇到的一个应用问题是在交流（AC）耦合运算放大器或仪表放大器电路中没有提供偏置电流的直流（DC）回路。在图1中，一只电容器与运算放大器的同相输入端串联以实现AC耦合，这是一种隔离输入电压（VIN）的DC分量的简单方法。这在高增益应用
18、中尤其有用，在那些应用中哪怕运算放大器输入端很小的直流电压都会限制动态范围，甚至导致输出饱和。然而，在高阻抗输入端加电容耦合，而不为同相输入端的电流提供DC通路，会出现问题。图1. 错误的运算放大器AC耦合输入 实际上，输入偏置电流会流入耦合的电容器，并为它充电，直到超过放大器输入电路的共模电压的额定值或使输出达到极限。根据输入偏置电流的极性，电容器会充电到电源的正电压或负电压。放大器的闭环DC增益放大偏置电压。 这个过程可能会需要很长时间。例如，一只场效应管（FET）输入放大器，当1 pA的偏置电流与一个0.1F电容器耦合时，其充电速率I/C为1012/107=10 V/s，或每分钟600V
19、。如果增益为100，那么输出漂移为每分钟0.06 V。因此，一般实验室测试（使用AC耦合示波器）无法检测到这个问题，而电路在数小时之后才会出现问题。显然，完全避免这个问题非常重要。图2. 正确的双电源供电运算放大器AC耦合输入方法 图2示出了对这常见问题的一种简单的解决方案。这里，在运算放大器输入端和地之间接一只电阻器，为输入偏置电流提供一个对地回路。为了使输入偏置电流造成的失调电压最小，当使用双极性运算放大器时，应该使其两个输入端的偏置电流相等，所以通常应将R1的电阻值设置成等于R2和R3的并联阻值。 然而，应该注意的是，该电阻器R1总会在电路中引入一些噪声，因此要在电路输入阻抗、输入耦合电
20、容器的尺寸和电阻器引起的Johnson噪声之间进行折衷。典型的电阻器阻值一般在100,000 1 M之间。 类似的问题也会出现在仪表放大器电路中。图3示出了使用两只电容器进行AC耦合的仪表放大器电路，没有提供输入偏置电流的返回路径。这个问题在使用双电源（图3a）和单电源（图3b）供电的仪表放大器电路中很常见。图3. 不工作的AC耦合仪表放大器实例 这类问题也会出现在变压器耦合放大器电路中，如图4所示，如果变压器次级电路中没有提供DC对地回路，该问题就会出现。图4. 不工作的变压器耦合仪表放大器电路 图5和图6示出了这些电路的简单解决方案。这里，在每一个输入端和地之间都接一个高阻值的电阻器（RA
21、，BR）。这是一种适合双电源仪表放大器电路的简单而实用的解决方案。图5. 每个输入端与地之间都接一个高阻值的电阻器以提供必需的偏置电流回路。a. 双电源. b. 单电源. 这两只电阻器为输入偏置电流提供了一个放电回路。在图5所示的双电源例子中，两个输入端的参考端都接地。在图5b所示的单电源例子中，两个输入端的参考端或者接地（VCM接地）或者接一个偏置电压，通常为最大输入电压的一半。 同样的原则也可以应用到变压器耦合输入电路（见图6），除非变压器的次级有中间抽头，它可以接地或接VCM。 在该电路中，由于两只输入电阻器之间的失配和（或）两端输入偏置电流的失配会产生一个小的失调电压误差。为了使失调误
22、差最小，在仪表放大器的两个输入端之间可以再接一只电阻器（即桥接在两只电阻器之间），其阻值大约为前两只电阻器的1/10（但与差分源阻抗相比仍然很大）。图6. 正确的仪表放大器变压器输入耦合方法为仪表放大器、运算放大器和ADC提供参考电压 图7示出一个仪表放大器驱动一个单端输入的模数转换器（ADC）的单电源电路。该放大器的参考电压提供一个对应零差分输入时的偏置电压，而ADC的参考电压则提供比例因子。在仪表放大器的输出端和ADC的输入端之间通常接一个简单的RC低通抗混叠滤波器以减少带外噪声。设计工程师通常总想采用简单的方法，例如电阻分压器，为仪表放大器和ADC提供参考电压。因此在使用某些仪表放大器时
23、，会产生误差。图7. 仪表放大器驱动ADC的典型单电源电路正确地提供仪表放大器的参考电压 一般假设仪表放大器的参考输入端为高阻抗，因为它是一个输入端。所以使设计工程师一般总想在仪表放大器的参考端引脚接入一个高阻抗源，例如一只电阻分压器。这在某些类型仪表放大器的使用中会产生严重误差（见图8）。图8. 错误地使用一个简单的电阻分压器直接驱动3运放仪表放大器的参考电压引脚 例如，流行的仪表放大器设计配置使用上图所示的三运放结构。其信号总增益为 参考电压输入端的增益为1（如果从低阻抗电压源输入）。但是，在上图所示的电路中，仪表放大器的参考输入端引脚直接与一个简单的分压器相连。这会改变减法器电路的对称性
24、和分压器的分压比。这还会降低仪表放大器的共模抑制比及其增益精度。然而，如果接入R4, 那么该电阻的等效电阻会变小，减小的电阻值等于从分压器的两个并联支路看过去的阻值（50 k），该电路表现为一个大小为电源电压一半的低阻抗电压源被加在原值R4上，减法器电路的精度保持不变。 如果仪表放大器采用封闭的单封装形式（一个IC），则不能使用这种方法。此外，还要考虑分压电阻器的温度系数应该与R4和减法器中的电阻器保持一致。最终，参考电压将不可调。另一方面，如果尝试减小分压电阻器的阻值使增加的电阻大小可忽略，这样会增大电源电流的消耗和电路的功耗。在任何情况下，这种笨拙的方法都不是好的设计方案。 图9示出了一个
25、更好的解决方案，在分压器和仪表放大器参考电压输入端之间加一个低功耗运算放大器缓冲器。这会消除阻抗匹配和温度系数匹配的问题，而且很容易对参考电压进行调节。图9. 利用低输出阻抗运算放大器驱动仪表放大器的参考电压输入端当从电源电压利用分压器为放大器提供参考电压时应保证PSR性能一个经常忽视的问题是电源电压VS的任何噪声、瞬变或漂移都会通过参考输入按照分压比经过衰减后直接加在输出端。实际的解决方案包括旁路滤波以及甚至使用精密参考电压IC产生的参考电压，例如ADR121，代替VS分压。 当设计带有仪表放大器和运算放大器的电路时，这方面的考虑很重要。电源电压抑制技术用来隔离放大器免受其电源电压中的交流声
26、、噪声和任何瞬态电压变化的影响。这是非常重要的，因为许多实际电路都包含、连接着或存在于只能提供非理想的电源电压的环境之中。另外电力线中的交流信号会反馈到电路中被放大，而且在适当的条件下会引起寄生振荡。 现代的运算放大器和仪表放大器都提供频率相当低的电源电压抑制（PSR）能力作为其设计的一部分。这在大多数工程师看来是理所当然的。许多现代的运算放大器和仪表放大器的PSR指标在80100dB以上，可以将电源电压的变化影响衰减到1/10,0001/100,000。甚至最适度的40 dB PSR的放大器隔离对电源也可以起到1/100的抑制作用。不过，总是需要高频旁路电容（正如图17所示）并且经常起到重要
27、作用。 此外，当设计工程师采用简单的电源电压电阻分压器并且用一只运算放大器缓冲器为仪表放大器提供参考电压时，电源电压中的任何变化都会通过该电路不经衰减直接进入仪表放大器的输出级。因此，除非提供低通滤波器，否则IC通常优良的PSR性能会丢失。 在图10中，在分压器的输出端增加一个大电容器以滤除电源电压的变化并且保证PSR性能。滤波器的3 dB极点由电阻器 R1/R2并联和电容器C1决定。-3 dB极点应当设置在最低有用频率的1/10处。图10. 保证PSR性能的参考端退耦电路 上面示出的CF试用值能够提供大约0.03 Hz的3 dB极点频率。接在R3两端的小电容器（0.01 F）可使电阻器噪声最小。 该滤波器充电需要时间。按照试用值，参考输入的上升时间应是时间常数的几倍 （这里T = R3Cf = 5 s），或1015s。图11中的电路做了进一步改进。这里，运算放大器缓冲器起到一个有源滤波器的作用，它允许使用电容值小很多的电容器对同样大的电源退耦。此外，有源滤波器可以用来提高Q值从而加快导通时间。图11. 将运算放大器缓冲器接成有源滤波器驱动仪表放大器的参考输入引脚 测试结果：利用上图所示的元件值，施加12 V电源电压，对仪表放大器的6 V参考电压提供滤波。将仪表放大器的增益设置为1，采用频率变化的1
