1、近年来, DSP的性能飞速提高,应用范围不断扩大。同时,激烈的市场竞争要求更低的产品开发成本;急剧变化的产品需求,多样、复杂的新产品结构及功能,使产品研发难度激增。相应地,硬件平台的更新换代较以往更快,产品的生命周期越来越短,对嵌入式DSP软件可移植性提出了更高的要求。总之,巨大的市场风险要求产品的方案设计、系统实现以及测试等工作并行运作,给传统的DSP系统设计方案带来严重挑战。在MATLAB软件平台上开发嵌入式DSP应用程序可以解决传统设计方案面临的困难。MathWorks公司推出的MATLAB软件,主要包含MATLAB和Simulink两大部分,其中有多个工具箱（Toolbox）和模块集（
2、Blocksets）广泛应用于技术计算、控制系统设计、信号处理和通信、图像处理、测试和测量等领域。从概念到实现,从理论科学研究到产品研发,MATLAB的应用不仅极大地提高了工作效率,也给传统的工作方式带来了变革。结合MATLAB软件中的嵌入式MATLAB （ Embedded MATLAB ）、Simulink、RTW （RTW EmbeddedCoder）、Embedded IDE Link和TargetSupportPackage以及开发DSP应用程序的集成开发环境（如用于TI的Code Composer Studio集成开发环境）构建的DSP软件系统综合开发平台,采用基于模型的嵌入式应用
3、软件设计理念,包括算法设计及仿真、代码及项目生成、代码验证以及在线调试等在内的系统研发任务可以一气呵成,极其便于DSP嵌入式软件开发。3. 系统方案3.1 系统总体结构电动汽车光伏车载充电总成系统主要涉及以下几部分：动力电池组、光伏电池、光伏电池充电装置、车载仪表（车载操作系统）、CAN总线、USB-CAN适配器、电池管理系统。系统框图如图1所示：图1电动汽车光伏车载充电总成系统动力电池组由16节磷酸铁锂电池串联而成，其标称电压为3.2V，充电截止电压为3.65V，放电截止电压为2.8V（电机控制器的欠压保护动作值），光伏电池充电装置的输出电压范围为44.8V到58.4V之间。单节电池分别配备
4、了单节电池管理系统，能够监测电池的电压、温度、荷电状态并通过CAN总线实现数据共享。光伏电池模块：根据车顶尺寸选用GSM75规格的两块光伏电池，其在1000W/m2强度的太阳光照下：开路电压为20.5V，短路电流为5.0A，额定功率为75W，额定工作电压为16.5V，额定工作电流为4.5A。将两块光伏电池串联使用，用升压直流变换器将光伏电池输入的能量泵升到电池组电压。由于在光伏电池额定工作时所需的升压比为1.8，在光照较弱时升压比也不会超过3，故选择BOOST升压直流变换器作为主电路，其结构简单，转换效率高，控制容易。光伏电池充电装置是本系统中最主要的部分，是一个高效率智能的DC/DC变换器，
5、采用美国Texas Instruments公司的TMS320F2808数字信号处理器芯片，它是一款功能强大的32位定点DSP芯片，有高速的12位A/D转换器，强大的数字处理和事件管理能力，特别适用于有大批量数据处理的测控场合。制定了高性能算法与控制策略，既能完成光伏电池最大输出功率的跟踪，又能使磷酸铁锂动力电池组的使用达到最佳状态。车载仪表（车载操作系统）：本系统中车载系统是带XP系统的上网本，由于不支持CAN总线，所以使用了一个USB-CAN总线适配器。上位机软件：光伏充电监控系统。该系统是基于LABVIEW平台开发的。3.2 磷酸铁锂动力电池组充电控制策略探讨光伏系统中电池组的充电方法，根
6、据电池容量的多少及电池端电压的大小，使充电过程按照最大功率充电、恒压充电和浮充电三个阶段进行。该充电控制策略综合了恒流充电快速、及时补偿磷酸铁锂动力电池电量、恒压充电能够控制过充电以及在浮充状态保持电池100%电量的优点。当单体电池电压最高值小于3.65 V时（充电截止电压为3.65V），采用最大功率跟踪算法对磷酸铁锂动力电池组充电。当检测到最高单节电池电压达到3.65V之后，采用非最大功率跟踪算法（PI调节器）恒压充电。为避免系统在这两个模式下不断切换，导至系统震荡，截止电压设置了一个迟滞环节。充电控制策略流程图如图2所示。图2 充电控制策略流程图 图3 CAN通讯系统本流程中，对测量信号采
7、样时，采用数字滤波，保证采样的准确性。把中值滤波和平均值滤波结合起来，构成防脉冲干扰的平均值滤波，对缓变过程的脉冲干扰有良好的复合滤波效果。将充电电流信号的连续m（m3）采样值进行排序，取其中位n个值的平均值作为t=kT时的滤波输出。单节电池电压通过CAN通迅网络获取，每节电池中装有一个电池信息检测系统，将检测到的电池电压等信息通过CAN总线发送到总控制器单元。光伏电池充电装置通过CAN总线向总控制器发送单节电池电压数据请求，再通过CAN总线接收单节电池电压，CAN通讯系统如图3所示。4. 系统硬件设计本系统设计并制作一个光伏电池充电装置，输出电压范围为40V-60V；能够跟踪光伏电池最大输出
8、功率，误差小于5%；变换器效率达到85%；能够输出稳定的电压和电流，波动幅度小于5%；能够检测电池组的充电电压和电流，误差小于5%；具有防止电池组过充电功能和过流保护。系统工作原理图如图4所示。图4电动汽车用光伏车载充电工作原理图硬件设计主要展开了以下研究：1） 变换器主电路参数的设计与器件选型。根据太阳能电池的输出电压范围、最大功率点电压和电池组充电电压的要求，选取合适的开关器件和驱动控制电路参数，减少开关器件的开关损耗并使其温升小于50，从而提高变换器的运行效率。合理布局PCB，减小信号受到的电磁干扰，保证开关器件准确的开断使其稳定运行而不被烧坏，延长使用寿命。2） 变换器输入、输出直流滤
9、波。由于变换器的输入或输出电流是断续的脉冲电流，而光伏电池的输出电流为连续值，为了增加光伏电池的利用率，需设置输入滤波器；为了达到恒压充电的目标，在输出端也需设置滤波器。设计合适的滤波器使输入、输出电流波动幅度小于5%，同时使滤波电容和电感的功耗也尽量小。3） 变换器输出电流、电压检测。变换器的输出电流、电压是判断电池组的剩余容量的标准。设计准确的检测电路，使检测值的误差小于5%，并用高精度的电压、电流表校正。4.1 BOOST电路的改进基本的BOOST变换器由开关器件K1、储能电感L1、二极管D1、旁路电容C1及输出滤波电容C2组成，如图5所示。当开关器件导通，二极管反向截止，电源向储能电感
10、L1充电，图5 BOOST变换器电路结构流过电感L1的电流增加，电容C2储存的能量向负载供电。当开关器件断开时，电感L1中储存的能量经二极管向负载供电，并同时向电容C2充电，电感L1中能量减少，其电流也减小。稳态时，若储能电感L1足够大，则输入电流Iin变化很小，可视为恒定值；若输出滤波电容C2足够大，则输出电压UO和输出电流IO的变化也很小，也可视为恒定值。本设计中，负载为磷酸铁锂电池组，其内阻很小，只有几十毫欧。若直接将图3所示的BOOST变换器的负载电阻RL改为磷酸铁锂电池组，则输送到电池组中的电流，在Saber仿真软件中的仿真结果为图6中的点画线所示，其脉动幅值很大，滤波电容C2没有起
11、到滤波的作用。图6 BOOST电路改进前后输出电流的波形从图6可知，变换器最终输出的充电电流不仅有很大的尖峰电流，而且还有反向放电的时刻，这对于电池组的使用寿命和输出电流的检测都是不利的。本文对其进行了简单的改进，在电池滤波电容C2的后面再串联一个电感值较小的平波电感L2，来滤除输出电流的尖峰。图 7 改进后的BOOST变换电路改进后的电路如图7所示，电阻RO为滤波电感L2和电池组的内阻之和，约为0.1。经Saber软件仿真，改进后的充电电流如图6中的实线所示，其波动幅度较小，近似为直线。4.2 主电路开关器件的参数设计及选型为了提高主电路的开关频率，减小滤波电感的体积，提高整体的效率，本文选
12、择功率MOSFET作为主开关器件。变换器的最大输出功率Pmax为150W，最大输入电压Uinmax为40V，最大输出电压Uomax为60V，额定工作时输入电压为35V，留一定裕量取MOSFET的额定电压为100V，流过MOSFET的电流有效值为： （4.1）为了提高变换器的转换效率，降低MOSFET的功耗和利于其散热，使逆变器额定工作时MOSFET的功耗小于1W。由于MOSFET开通和关断速度快，设开关损耗等于导通损耗，则其导通电阻： （4.2）根据以上要求，本文选择了国际半导体公司的IRFB4110型的功率MOSFET，其额定运行电压为100V，导通电阻为4.5m。4.3 MOSFET驱动和
13、缓冲电路设计MOSFET栅极驱动采用IR2102芯片，其内部有自举电路，栅极驱动电压范围宽（1020V），施密特逻辑输入，低电平有效，可有效防止干扰，最高工作频率40kHz。由于线路中漏感的存在，主开关管Q关断时，漏感和主开关管的结电容会在开关管上引起很高的电压尖峰，恶劣情况下会击穿开关管。为此，本文采用的RCD箝位式缓冲电路结构如图9主电路中D2、R1、C3所示。缓冲电路中箝位二极管选用FR306，箝位电容C3选用100V/100nF的无感电容，功率电阻R1用10/2W。图8 MOSFET增加缓冲电路前后漏-源极电压图8为系统满载工作时MOSFET漏源极电压Vds波形，其中点画线为未加缓冲电
14、路时的波形，其尖峰达到100V，实线为加了缓冲电路后的波形，其尖峰明显减小。4.4 储能电感的参数设计由BOOST变换器的工作原理知，当储能电感电流连续时，其升压比为1/（1-D），若储能电感电流断续，BOOST电路的升压比即失去控制，为了保证光伏电池的输出功率只有额定功率的10%，且电池组接近充满的情况下，变换器能够正常工作，储能电感值需满足： （4.3）经计算，储能电感L1的值要求要大于0.36mH，留一定裕量取0.5mH。选用铁氧体磁芯绕制，其在80100、25200kHz下有最小损耗，相对磁导率高，它的有效磁导率可根据空气隙长度灵活改变，饱和磁通密度为0.5T。查阅相关文献，选择了截面
15、积为1.49cm2、磁路长度为7.75cm的EI21磁芯，绕线为AWG18#，其截面积为1.13mm2，空气隙长1.6mm，绕制匝数为53匝，导线电阻0.064，总损耗1.3W，温升18.7，磁通密度峰值0.28T，小于饱和磁通密度0.5T。4.5 主电路仿真验证为了使仿真结果更接近实验结果，本文采用国际半导体公司公布的基于IRFB4110型MOSFET测试参数的Saber模型文件irfb4110pbf.sin，根据其定义在Saber Sketch中为模型建立符号，并用前述各参数建立了如图9所示的Saber仿真系统。输出电流io的仿真结果如图10所示，其波动幅值小于0.2A，满足设计要求。图9
16、 输出滤波器参数优化仿真模型图10 用最优参数滤波之后的输出电流4.6 电源设计控制电路的供电电源是保证光伏电池充电装置稳定、安全工作的前提。为此，设计了一个输入电压在+40V+60V之间、输出电压为+15V的单端反激变换器稳压源作为系统主电源。选取ST公司的UC3842N作为开关电源控制芯片，其启动电压为16V，工作电压为10V30V之间。为使额定工作时的占空比为1/3，取原副边匝比为：N1=N2=5/3。当电池组的电压随剩余容量而在40V60V之间变化时，占空比的变化范围为0.290.39，在0.5以内。变压器参数设计选取EI21型铁氧体磁芯，原边绕组绕33匝，副边绕组和反馈绕组绕20匝。
17、图11 单端反激变换器负载变化时输出电压变化情况仿真结果按照上述参数用Saber仿真的结果如图11所示。当输出电流变化时，输出电压的变化小于3%，符合本设计的要求。本系统中的数字电源+5V和模拟电源A5V分别由两片LM7805从+15V稳压得到，其共地端用一个磁珠电感L12在反激变换器的输出端分开，分别为模拟地和数字地。如图12所示，为DSP芯片供电的3.3V和1.8V电源由TPS75733和TPS76801Q从+5V稳压得到，3.3V模拟电源由AMS1117-3.3从A5V稳压而来，为DSP提供模拟电源。图12 控制系统供电电源电路4.7 电压、电流检测电路由于DSP的内部A/D转换器的采样
18、输入只允许03V的直流电压信号，且采样电路的模拟地与光伏电池的负极不能短接，所以用精度为1%的电阻将电压分压至03V之间，再用运放LM358组成的差动放大电路将光伏电池的输出电压转换成与DSP的内部A/D转换器共地的电压信号，如图13所示。电流检测用精度为1%的0.05电阻串入回路，再用运放LM358组成的差动放大电路将此电阻两端的电压放大10倍，电流检测电路见图14。 图13 电压采样检测电路 图14 电流采样检测电路电容C46、C47、C54和C55为运放的电源旁路电容，用于滤除电源中高频扰动对运放的影响。4.8 过流保护电路过流保护有硬件和软件两级，软件级是DSP通过采样电路采进来的值进
19、行判断再做出的保护动作。但是这样会延长保护动作的时间，为了提高保护的可靠性，设计还增加了图15所示的硬件保护。图15 过流保护电路4. 4.4 4.5 4.6 4.7 4.8 4.9 电路板设计本系统是一个驱动控制电路和功率电子电路并存于一体的电路系统，在电路板布局时将电路分为几个相对独立的部分：主电路、驱动电路、电源模块电路、测量电路、DSP最小系统。各个部分相对独立，如图16所示。图16电动汽车光伏车载充电装置印制电路板电路板设计过程中，考虑流过大电流的主电路与弱信号的测量控制部分的间距大于5mm，以减小对后者的干扰。MOSFET缓冲电路尽量靠近MOSFET，驱动电路输出到MOSFET的门
20、极和源极回路所围成的面积尽量小，以防止驱动信号受到高频干扰。在靠近各芯片的电源输入端都放置一个0.1F的旁路电容，滤除电源中的高频扰动和毛刺。数字地和模拟地分开布线，在电源的接入点通过一个磁珠电感连接起来。电源线与地线各自占用一层，使电源和地之间良好地耦合。按照50V/mm的爬电距离来设置绝缘距离，35m铜箔厚度的电路板以2A/mm的线宽设计。5. 系统软件设计5.1软件总体框图系统软件设计采取模块化设计方案，将完成特定功能的子程序组合成功能模块，由主监控程序统一调用。软件总体框图如图17所示。系统软件包含的主要功能模块有：初始化模块、PWM模块、ADC模块、MPPT（最大功率跟踪）模块、CA
21、N通信模块、PI调节模块、欠压保护模块、定时器模块。图17软件总体框图5.2系统主程序系统主程序流程图如图18所示，主要包括对初始化、AD转换、MPPT、CAN通信、PI调节、欠压保护等子程序的调用。图18主函数流程图5.3系统子程序 初始化模块初始化模块包括系统初始化、ADC模块初始化、GPIO初始化、定时器初始化、CAN模块初始化以及PWM模块初始化。 ADC模块 AD采样模块完成对测量数据的采样和处理工作，为PI调节和MPPT算法做好准备工作。ADC模块流程图如图19所示。 最大功率点跟踪（MPPT）模块图20为最大功率跟踪算法的流程图，即控制电路所采用的电流寻优爬坡算法。流程图中的I（
22、n）表示当前时刻的电流值， I（n-1）表示前一时刻的电流值；D（n）表示当前时刻的占空比；D（n-1）表示前一时刻的占空比；D表示占空比增量，是一个正数。在流程中，对测量信号采样时，每次测量一个信号要进行多次采样，将采得的数据按大小排序，只取中间的值，保证采样的准确性。图19 ADC模块流程图 图20 最大功率跟踪流程图 PI调节模块PI调节模块流程图如图21所示，该PI调节模块采用增量式PI控制算法。Ug为设定的恒压充电电压，U为电池组的充电电压。将两者之差送入增量式PI环节，输出再经过限幅，得出占空比。把功率曲线分成两段才能用PI控制算法，而在PI控制环节中，不能实时跟踪最大功率，所以采
23、用恒定电压法来大至确定最大功率点时刻的占空比，以此来确定占空比的上限。 CAN通信模块电动汽车电池系统是由16节磷酸铁锂动力电池串联组成，由于单节电池存在不一致性，在串联充电过程中，各单节电池电压、温度、SOC（荷电状态）也存在分散性。所以必须时刻检测每节电池的电压、温度等参数信息。防止单节电池出现过充现象。CAN通信模块流程图如图22，先通过CAN总线向电动汽车电池管理系统发送单节电池电压数据请求，然后等待响应，再接收数据。图21 PI调节模块流程图 图22 CAN通信模块流程图 输入欠压保护模块输入欠压保护流程图如图23所示。输入欠压护模块主要针对光伏电池在弱日照情形下，光伏电池输出功率太
24、低，此时系统进入保护状态，停止对磷酸铁锂动力电池充电，并进入低功耗模式。当光伏电池开路电压恢复时，系统自恢复，进入工作状态。 中断模块定时器主要用来产生一个固定周期的计时基准，用来控制采样周期等。 图23 输入欠压保护流程图 图24 Time中断服务程序流程图6. 系统创新1） 论文采用模块化的设计思想利用MATLAB、Simulink、Real-Time Workshop、DSP Blocksets工具箱和TI公司的开发工具CCS IDE，在Simulink环境下，用图形化的方式设计DSP程序，实现代码的自动生成。利用该方法将生成的软件代码下载到TMS320F2808开发板上，从而提高了软件代码开发效率；2） 讨论了一种适用于电动汽车车载光伏电池充电装置的光伏电池最大功率点跟踪算法改进的步长自适应电流寻优法,与传统跟踪方法相比，该方法具有良好的启动特性，最大功率点跟踪精度、系统对外界条件变化的响应速度和运行的稳定性都有一定的提高；3） 制定了电动汽车用光伏充电控制方法：将充电过程分为最大功率充电、恒压充电和浮充电三种状态。该方法综合了恒流充电快速、恒压充电能够防止过充电以及在浮充阶段使用更小的电流进行充电直至充电结束等优势；4） 本文利用Saber软件进行系统仿真，由于Saber软件是基于器件水平的仿真，所以对实验研究具有很高的实用价值。7. 评测与结论
