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2.1推挽开关变换电路10
2.2半桥开关变换电路11
2.2.1半桥开关变换电路工作原理11
2.2.2半桥变换器的应用12
第3章TL494在微机开关电源中的应用14
3.1TL494概述14
3.1.1TL494主要特性14
3.1.2TL494工作原理简述14
3.1.3TL494内部电路结构15
3.2TL494的各脚功能及参数16
3.3TL494脉冲控制波形图17
3.4TL494构成的PWM控制器电路18
第4章微机开关电源的原理与组成21
4.1微机开关电源的原理21
4.2微机开关电源的组成22
4.2.1交流输入整流滤波电路22
4.2.2脉冲半桥功率变换电路24
4.2.3脉宽调制控制电路25
4.2.4多路直流稳压输出电路25
4.2.5+5VSB、PS-ON、PW-OK控制信号26
4.2.6自动稳压与保护控制电路26
第5章微机开关电源电路图的分析27
5.1交流输入整流滤波电路27
5.2辅助电源电路28
5.3PS-ON信号控制电路29
5.4PW-OK信号控制电路30
5.5脉宽调制控制电路31
5.6功率变换及直流输出电路32
5.7自动稳压控制电路33
结论35
参考文献36
致谢37
附录38
外文资料译文43
第1章选题背景
电子设备都离不开可靠的电源,进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化,率先完成计算机的电源换代,进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域,程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源,更促进了开关电源技术的迅速发展。
取代相控电源。
开关电源的使用为国家节省了大量铜材、钢材和占地面积。
目前,国内开关电源自主研发及生产厂家有300多家,形成规模的有十多家。
国产开关电源已占据了相当市场,一些大公司如中兴通讯自主开发的电源系列产品已获得广泛认同,在电源市场竞争中颇具优势,并有少量开始出口。
国外的一些大公司,像美国IR公司对开关电源研究从70年代就开始了,现在他们的技术已经相当的成熟了,如在开关管这方面,IR公司开发的一种新型IGBT开关管,其沟槽(Trench)原胞密度已达每平方英寸1.12亿个的世界最高水平,通态电阻R可达3毫欧。
我们国内的开关电源和国外还有相当的一段差距。
电源是电脑系统的动力基础,是电脑主机配件的动力源泉。
电源输出的电流好坏,直接影响电脑主机各配件性能的发挥和使用寿命,随着近年各种硬件设备频率、速度和功耗的提高,电源对于整个系统稳定性的影响也越来越大。
220V12V直流输出开关电源[3]的核心部件是主变压器,而高频变换电路形式很多,常用的变换电路有推挽,全桥,半桥,单端正激和单端反激等形式。
本文介绍了一种基于PWM技术的半桥式220V12V直流输出开关电源,它是通过用单端驱动集成电路——TL494输的PWM脉冲控制主开关的导通来控制直流输出的。
第2章开关电源简介
2.1开关电源概述
2.1.1开关电源的工作原理
开关电源的工作原理图如图2-1所示;
图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端,S为受控开关,是一个受开关脉冲控制的开关调整管。
使开关S按要求改变导通或断开时间,就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。
这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波就可得到稳定的直流输出电压U0。
图2-1开关电源的工作原理
为方便分析开关电源电路,定义脉冲占空比如下:
(1-1)
式中,T表示开关S的开关重复周期;
TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间。
开关电源直流输出电压Uo与输入电压Ui之间有如下关系:
Uo=Ui*D (1-2)
由式(1-1)和式(1-2)可以看出,若开关周期T一定,改变开关S的导通时间TON,即可改变脉冲占空比D,从而达到调节输出电压的目的。
T不变,只改变TON来实现占空比调节的稳压方式叫做脉冲宽度调制(PWM)。
由于PWM式的开关频率固定,输出滤波电路比较容易设计,易实现最优化,因此PWM式开关电源用得较多。
若保持TON不变,利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节,从而实现输出直流电压Uo稳压的方法,称做脉冲频率调制(PFM)。
由于该方式的开关频率不固定,因此输出滤波电路的设计不易实现最优化。
既改变TON,又改变T,实现脉冲占空比调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。
在各种开关电源中,以上三种脉冲占空比调节的稳压方式均有应用。
2.1.2开关电源的组成
开关电源的基本组成如图2-2所示。
其中DC/DC变换器用以进行功率变换,它是开关电源的核心部分;
驱动器是开关信号的放大部分,对来自信号源的开关信号进行放大和整形,以适应开关管的驱动要求;
信号源产生控制信号,该信号由它激或自激电路产生,可以是PWM信号、PFM信号或其他信号;
比较放大器对给定信号和输出反馈信号进行比较运算,控制开关信号的幅值、频率、波形等,通过驱动器控制开关器件的占空比,以达到稳定输出电压值的目的。
除此之外,开关电源还有辅助电路,包括启动、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等电路。
反馈回路检测其输出电压,并与基准电压比较,其误差通过误差放大器进行放大,控制脉宽调制电路,再经过驱动电路控制半导体开关的通断时间,从而调整输出电压。
图2-2开关电源的基本组成
AC/DC变换器也有多种电路形式,其中控制波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振变换器应用较为普遍。
开关电源与线性电源相比,其输入的瞬态变换比较多地表现在输出端,在提高开关频率的同时,由于比较放大器的频率特性得到改善,开关电源的瞬态响应指标[4]也能得到改善。
开关电源的负载变换瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定,所以可以通过提高开关频率、降低输出滤波器LC的方法来改善瞬态响应特性。
2.1.3开关电源的特点
(1)效率高:
开关电源的功率开关调整管工作在开关状态,所以调整管的功耗小,效率高,一般在80%~90%,高的可达90%以上。
(2)重量轻:
由于开关电源省掉了笨重的电源变压器,节省了大量的漆包线和硅钢片,电源的重量只有同容量线性电源的1/5,体积也大大缩小。
(3)稳压范围宽:
开关电源的交流输入电压在90~270V范围变化时,输出电压的变化在±
2%以下。
合理设计电路,还可使稳压范围更宽,并保证开关电源的高效率。
(4)可靠安全:
在开关电源中,由于可以方便的设置各种形式的保护电路,所以当电源负载出现故障时,能自动切断电源,保护功能可靠。
(5)功耗小:
由于功率开关管工作在开关状态,损耗小,不需要采用大面积散热器,电源温升低,周围元件不致因长期工作在高温环境而损坏,所以采用开关电源可以提高整机的可靠性和稳定性。
2.2开关电源的分类
开关电源的分类方法有很多,下面介绍几种常见的分类方法。
按电路的输出稳压控制方式,开关电源可分为脉冲宽度调制(PWM)式、脉冲频率调制(PFM)式和脉冲调频调宽式三种。
按开关电源的触发方式分类,可分为自激式开关电源,自激式开关电源利用电源电路中的开关晶体管和高频脉冲变压器构成正反馈环路,来完成自激振荡,使开关电源输出直流电压。
在显示设备的PWM式开关电源中,自激振荡频率同步于行频脉冲,即使在行扫描电路发生故障时,电源电路仍能维持自激振荡而有直流输出电压。
它激式开关电源,它激式开关电源必须有一个振荡器,用以产生开关脉冲来控制开关管,使开关电源工作,输出直流电压。
按电路的输出取样方式分类,可分为直接输出取样开关电源,间接输出取样开关电源;
开关电源按功率开关管的连接方式,可分为单端正激开关电源、单端反激开关电源、半桥开关电源和全桥开关电源;
按功率开关管与电源供电、储能电感、稳压电压的输出方式,可分为串联开关电源和并联开关电源。
2.3开关器件的分析
2.3.1电力二极管
电力二极管可分为普通二极管,快恢复二极管,肖特基二极管三种。
普通二极管又称为整流二极管,多用于开关频率不高的整流电路中。
其反向恢复时间较长,一般在5s以上,这在开关频率不高时并不重要。
其正向电流定额值和反向电压定额值可以达到很高,分别可达数千安和数千伏以上。
快恢复二极管是恢复过程很短,特别是反向恢复过程很短的二极管,简称为快速二极管。
快速二极管在工艺上多采用了掺金措施,有的采用PNP结型结构,有的采用改进的PIN结构。
采用外延型PIN结构的快恢复外延二极管(FastRecoveryEpitaxialDiodes,FRED),其反向恢复时间更短(可低于50ns),正向压降也很低(0.9V左右),但其反向耐压多在400V以下。
快速二极管从性能上可分为快速恢复和超快速恢复两个等级,前者反向恢复时间为数百纳秒或更长,后者则在100ns以下,有的甚至达到20~30ns。
以金属和半导体接触形成的势垒为基础的二极管称为肖特基势垒二极管,简称为肖特基二极管。
肖特基二极管的优点很多,主要是:
反向恢复时间很短(10~40ns),正向恢复过程中不会有明显的电压过冲;
在反向耐压较低的情况下其正向压降也很小,明显低于快恢复二极管;
其开关损耗和正向导通损耗都比快速二极管还要小,效率高。
肖特基二极管的不足之处是:
当反向耐压提高时,其正向压降也会高得不能满足要求,因此多用于200V以下;
反向漏电流较大且对温度敏感,因此反向稳态损耗不能忽略,而且必须更严格地限制其工作温度。
2.3.2电力场效应晶体管MOSFET
电力场效应晶体管主要指绝缘栅型中的MOS型,简称电力MOSFET。
其特点是:
用栅极电压来控制漏极电流,驱动电路简单,需要的驱动功率小,开关速度快,工作频率高,热稳定性好,电流容量小,耐压低,一般只适用于功率不超过10kW的电源电子装置。
电力MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道,如图2-3所示。
其中G为栅极,S为源极,D为漏极。
电力MOSFET的工作原理是:
在截止状态,漏源极间加正电源,栅源极间电压为零。
P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏,漏源极之间无电流流过;
在导电状态,在栅源极间加正电压UGS,栅极是绝缘的,所以不会有栅极电流流过,但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开,而将P区中的电子吸引到栅极下面的P区表面。
图2-3电力MOSFET的结构和电气图形符号
第3章主要开关变换电路
2.1推挽开关变换电路
图2-1为推挽开关变换电路的示意图。
脉冲变压器初、次级都有两组对称的绕组,其相位关系如图所示,开关管用开关S表示。
如果在S1、S2基极加入时序不同的正向驱动脉冲,加到S1基极的驱动脉冲t1使S1导通,待t1过后,驱动电路输出t2,再使S2导通。
两者交替导通,通过变压器将能量传到次级电路,使V1、V2轮流导通,向负载提供能量。
由于S1、S2导通电流方向不同,形成的磁通方向相反,因此推挽开关变换电路与前述开关电源电路相比,提高了磁心的利用率。
磁心在四个象限内的磁化曲线都被利用,在一定输出功率时,磁心的有效截面积可以小于同功率的单端开关电路。
此外,当驱动脉冲频率恒定时,纹波率也相对较小。
图2-1推挽开关变换电路
在推挽开关变换电路中,能量转换由两管交替控制,当输出相同功率时,电流仅是单端开关电源管的一半,因此开关损耗随之减小,效率提高。
如果选用同规格的开关管组成单端变换电路,输出最大功率为150W。
若使用2只同规格开关管组成推挽电路,输出功率可以达到400~500W。
所以输出功率200W以上的开关电源均宜采用推挽开关变换电路。
当滤波电感L电流连续时,输出电压表达式为
(2-1)
图2-1所示的对称推挽开关变换电路有不足之处。
一是开关管承受反压较高。
当开关管截止时,电源电压和脉冲变压器初级绕组二分之一的感应电压相串联,加到开关管集电极和发射极,因而要求开关管UECO>2UCC。
二是推挽开关变换电路相当于单端开关电路的对称组合,只有当开关管特性以及脉冲变压器初、次级绕组均完全对称时,脉冲变压器磁心的磁化曲线在直角坐标第Ⅰ、Ⅱ象限内所包括的面积才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲线内面积相等,正负磁通相抵消。
否则,磁感应强度+B和-B的差值形成剩余磁通量,使一个开关管磁化电流增大,同时次级V1、V2加到负载上的输出电压也不相等,从而增大纹波,推挽开关变换电路的优势尽失。
因此,这种推挽开关变换电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。
因为该电路采用低压供电,N1、N2匝数少,且两绕组间电压差也小,所以一般采用双线并绕的方式来保证其对称性。
2.2半桥开关变换电路
2.2.1半桥开关变换电路工作原理
顾名思义,半桥开关变换电路就是取掉全桥开关变换电路中的两只开关管,如图2-4所示。
图2-2半桥开关变换电路原理图
该电路的工作过程如下。
VT1与VT2交替导通,使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。
改变开关的占空比,就可以改变二次侧整流电压的平均值,也就改变了输出电压Uo。
当VT1导通时,二极管V1处于通态;
当VT2导通时,二极管V2处于通态;
当两个开关都关断时,变压器绕组N1中的电流为零;
当V1和V2都处于通态时,各分担一半的电流。
当VT1或VT2导通时,电感L的电流逐渐上升;
当VT1和VT2都关断时,电感L的电流逐渐下降。
VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。
由于电容的隔离作用,半桥开关变换电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用,因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。
当滤波电感L的电流连续时,输出电压的计算公式为
(2-2)
半桥开关变换电路省去了两只开关管,采用连接电容分压方式,使开关管C-E极电压与桥式电路相同,同时驱动电路也大为简化,只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲,两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极。
根据上述原理,当采用相同规格的开关管时,半桥开关变换电路负载端电压为1/2Ui,输出功率为全桥开关变换电路的1/4。
半桥开关变换电路具有全桥开关变换电路的所有优势,因此其应用比全桥开关变换电路更普遍。
2.2.2半桥变换器的应用
实用的全桥开关变换[6]电路必须有4组相互独立的驱动脉冲,其中每组开关管VT1、VT4和VT2、VT3的各自驱动脉冲极性都相同,但是驱动信号的参考点不同。
如果组成自激振荡电路,4组开关要得到相同幅度、不同时序的正反馈脉冲是相当困难的,加上4只开关管的性能对称要求也难以达到,因此全桥开关变换电路极少被用于自激变换器中。
半桥变换器具有全桥开关变换电路的所有优势,在目前的MOSFET开关管、IGBT等高压大电流开关器件中均可采用,其应用远比全桥开关变换电路更广泛。
自激式半桥变换器的开关管耐压要求较低,目前输出功率200W以下的变换器广泛采用半桥开关变换电路。
图2-3为无工频变压器的半桥开关降压电路。
图中TC1、TC2和VT1、VT2组成半桥开关变换电路,将输入整流后约310V直流高压由开关电路变成双向矩形波,通过降压比的方式输出,经整流滤波获得与输入隔离的低压直流电。
该电路代替工频变压器和整流滤波电路组成的低压直流电源,故称其为电子变压器[7]。
C1、C2串联接在输出电压两端,正常情况下,其中点电压为输入电压的1/2。
该电压经输出变压器T2的初级绕组N1接于两只开关管的串联连接点上。
当VT1导通时,+310V电压经VT1的C-E极加到TC2绕组N1上端,N1下端接C1、C2的中点,因此N1初级电压为310V-150V=155V。
当VT2导通时,C1、C2分压值+155V经VT2的C-E极到输入电压负极,电压也为155V。
在T2初级绕组中,两管导通电流方向相反,T2次级输出对称的矩形波。
图2-3半桥开关降压电路
脉冲变压器TC1为反馈变压器,其初级绕组N1通过C5、C6将TC2的次级输出脉冲电压分压得到反馈脉冲,T1次级绕组N2、N3形成相位相反的两组驱动脉冲。
根据图示的TC1、TC2相位关系,当VT1导通时,TC1绕组N2输出与TC2初次级相同的脉冲,构成VT1的正反馈,而TC1绕组N3则输出与TC2初次级相位相反的脉冲。
因为VT2导通时,TC2初级电流方向反向,故TC1绕组N3构成VT2的正反馈电路。
该变换器的反馈脉冲取自TC2次级绕组,利用TC2的降压比获得较低的反馈电压,以免另设低阻抗反馈绕组。
半桥式推挽电路输出的是双向矩形波,反馈脉冲也应是双向的,才能使VT1、VT2维持正反馈作用。
电路中通过C5、C6分压取得相对于TC2次级中点相位不同的脉冲,无论VT1还是VT2导通,都有正反馈作用。
反馈电路中串联有电阻,目的是自动调整反馈量,避免反馈量过大而使开关管的存储效应增大。
第3章TL494在微机开关电源中的应用
3.1TL494概述
3.1.1TL494主要特性
TL494是一种固定频率脉宽调制电路,它包含了开关电源控制所需的全部功能,广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。
其外形图如图3-1。
图3-1TL494外形图
TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式,以适应不同场合的要求。
TL494能产生PWM,能调整频率和脉宽,还有一路基准电压,这些都满足DC-DC的条件,采用不同拓扑,得到升压和降压,如采用推挽(push-pull)方式升压,可以改变反馈电阻,得到其他电压;
采用BUCK拓扑降压,可以改变反馈电阻,得到其他电压。
3.1.2TL494工作原理简述
TL494内置了线性锯齿波振荡器,振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节。
输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。
功率输出管Q1和Q2受控于或非门。
当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通,即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。
当控制信号增大,输出脉冲的宽度将减小。
控制信号由集成电路外部输入,一路送至死区时间比较器,一路送往误差放大器的输入端。
死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压,它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%,当输出端接地,最大输出占空比为96%,而输出端接参考电平时,占空比为48%。
脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段:
当反馈电压从0.5V变化到3.5时,输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。
3.1.3TL494内部电路结构
TL494为双端图腾柱输出的PWM脉冲控制驱动器,总体结构比同类集成电路SG3524更完善。
TL494内部电路框图见图3-2,说明如下。
图3-2TL494内部电路框图
(1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器[8],其最高振荡频率为300kHz,能驱动双极型开关管或MOSFET管。
(2)内部设有比较器组成的死区时间控制电路,用外加电压控制比较器的输出电平,通过其输出电平使触发器翻转换,控制两路输出之间的死区时间。
当4脚输出电平升高时,死区时间增大。
(3)触发器的两路输出设有控制电路,使VT1、VT2既可输出双端时序不同的驱动脉冲,驱动推挽开关电路和半桥开关电路,也可输出同相序的单端驱动脉冲,驱动单端开关电路。
(4)内部两组完全相同的误差放大器,其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外,因此可以自由设定其基准电压,以方便用于稳压取样,或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。
(5)输出驱动电流单端达到400mA,能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。
双端输出为2×
200mA,加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽和半桥电路。
若用于驱动MOSFET管,则需另加入灌流驱动电路[9]。
3.2TL494的各脚功能及参数
1、16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端,最高输入电压不超过VCC+0.3V;
2、15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端,可接入误差检出的基准电压。
3脚为误差放大器A1、A2的输出端,在集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入,当A1、A2任一输出电压升高时,控制PWM比较器的输出脉宽减小。
同时,该输出端还引出端外,以便与2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反馈电路,稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。
3脚电压反比于输出脉宽,也可利用该端功能实现高电平保护。
4脚为死区时间控制端。
当外加1V以下的电压时,死区时间与外加电压成正比。
如果电压超过1V,内部比较器将关断触发器的输出脉冲。
5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端,6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端,一般用于驱动双极型三极管时需限制振荡频率小于40kHz。
7脚为共地端。
8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。
当通过外接负载电阻引出输出脉冲时,为两路时序不同的倒相输出,脉冲极性为负极性,适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOSFET管。
此时两管发射极接共地。
9、10脚为两路驱动放大器的发射极开路输出端。
当8、11脚接VCC,在9、10脚接入发射极负载电阻到地时,驱动放大器的输出为两路正极性图腾柱输出脉冲,适合于驱动N型双极型开关管或N沟道MOSFET管。
12脚为VCC,即输入端,供电范围为8~40V。
13脚为输出模式控制端,外接5V高电平时为双端图腾柱式输出,用以驱动各种推挽开关电路。
接地时为两路同相位驱动脉冲输出,8、11脚和9、10脚可直接并联。
双端输出时最大驱动电流为2×
200mA,并联运用时最大驱动电流为400mA。
14脚为内部基准电压精密稳压电路端,输出5±
0.25V的基准电压,最大负载电流为10mA,用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。
RT的取值范围为1.8~500Ω,CT的取值范围为4700pF~10μF,最高振荡频率为fOSC≤300k
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