驾驭开关电源设计3.docx
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驾驭开关电源设计3
驾驭开关电源设计12秘笈(下)
秘笈九估算表面贴装半导体的温升
过去估算半导体温升十分简单。
您只需计算出组件的功耗,然后采用冷却电路电模拟即可确定所需散热片的类型。
现在出于对尺寸和成本因素的考虑,人们渴望能够去除散热片,这就使得这一问题复杂化了。
贴装在散热增强型封装中的半导体要求电路板能够起到散热片的作用,并提供所有必需的冷却功能。
如图9.1所示,热量经过一块金属贴装片和封装流入印刷线路板(PWB)。
然后,热量由侧面流经PWB线迹,并通过自然对流经电路板表面扩散到周围的环境中。
影响裸片温升的重要因素是PWB中的铜含量以及用于对流导热的表面面积。
半导体产品说明书通常会列出某种PWB结构下结点至周围环境的热阻。
这就是说,设计人员只需将这种热阻乘以功耗,便可计算出温升情况。
但是,如果设计并没有具体的结构,或者如果需要进一步降低热阻,那么就会出现许多问题。
图9.2所示为热流问题的简化电模拟,我们可据此深入分析。
IC电源由电流源表示,而热阻则由电阻表示。
在各电压下对该电路求解,其提供了对温度的模拟。
从结点至贴装面存在热阻,同时遍布于电路板的横向电阻和电路板表面至周围环境的电阻共同形成一个梯形网络。
这种模型假设1)电路板为垂直安装,2)无强制对流或辐射制冷,所有热流均出现在电路板的铜中,3)在电路板两侧几乎没有温差。
图9.3所示为增加PWB中的铜含量对提高热阻的影响。
将1.4mils铜(双面,半盎司)增加到8.4mils(4层,1.5盎司),就有可能将热阻提高3倍。
图中两条曲线:
一条表示热流进入电路板、直径为0.2英寸的小尺寸封装;另一条表示热流进入电路板、直径为0.4英寸的大尺寸封装。
这两条曲线均适用于9平方英寸的PWB。
这两条曲线均同标称数据紧密相关,同时都有助于估算改变产品说明书电路板结构所产生的影响。
但是使用这一数据时需要多加谨慎,其假设9平方英寸PWB内没有其他功耗,而实际上并非如此。
秘笈十轻松估计负载瞬态响应
本篇电源设计小贴士介绍了一种通过了解控制带宽和输出滤波器电容特性估算电源瞬态响应的简单方法。
该方法充分利用了这样一个事实,即所有电路的闭环输出阻抗均为开环输出阻抗除以1加环路增益,或简单表述为:
图10.1以图形方式说明了上述关系,两种阻抗均以dB-Ω或20*log[Z]为单位。
在开环曲线上的低频率区域内,输出阻抗取决于输出电感阻抗和电感。
当输出电容和电感发生谐振时,形成峰值。
高频阻抗取决于电容输出滤波器特性、等效串联电阻(ESR)以及等效串联电感(ESL)。
将开环阻抗除以1加环路增益即可计算得出闭环输出阻抗。
由于该图形以对数表示,即简单的减法,因此在增益较高的低频率区域阻抗会大大降低;在增益较少的高频率区域闭环和开环阻抗基本上是一样的。
在此需要说明如下要点:
1)峰值环路阻抗出现在电源交叉频率附近,或出现在环路增益等于1(或0dB)的地方;以及2)在大部分时间里,电源控制带宽都将会高于滤波器谐振,因此峰值闭环阻抗将取决于交叉频率时的输出电容阻抗。
一旦知道了峰值输出阻抗,就可通过负载变动幅度与峰值闭环阻抗的乘积来轻松估算瞬态响应。
有几点注意事项需要说明一下,由于低相位裕度会引起峰化,因此实际的峰值可能会更高些。
然而,就快速估计而言,这种影响可以忽略不计。
第二个需要注意的事项与负载变化幅度上升有关。
如果负载变化幅度变化缓慢(dI/dt较低),则响应取决于与上升时间有关的低频率区域闭环输出阻抗;如果负载变化幅度变化极为快速,则输出阻抗将取决于输出滤波器ESL。
如果确实如此,则可能需要更多的高频旁通。
最后,就极高性能的系统而言,电源的功率级可能会限制响应时间,即电感器中的电流可能不能像控制环路期望的那样快速响应,这是因为电感和施加的电压会限制电流转换速率。
下面是一个如何使用上述关系的示例。
问题是根据200kHz开关电源10amp变化幅度允许范围内的50mV输出变化挑选一个输出电容。
所允许的峰值输出阻抗为:
Zout=50mV/10amps或5毫欧。
这就是最大允许输出电容ESR。
接下来就是建立所需的电容。
幸运的是,ESR和电容均为正交型,可单独处理。
一个高(Aggressive)电源控制环路带宽可以是开关频率的1/6或30kHz。
于是在30kHz时输出滤波电容就需要一个不到5毫欧的电抗,或高于1000uF的电容。
图10.2显示了在5毫欧ESR、1000uF电容以及30kHz电压模式控制条件时这一问题的负载瞬态仿真。
就校验这一方法是否有效的10amp负载变动幅度而言,输出电压变化大约为52mV。
秘笈十一解决电源电路损耗问题
您是否曾详细计算过设计中的预计组件损耗,结果却发现与实验室测量结果有较大出入呢?
本电源设计小贴士介绍了一种简便方法,以帮助您消除计算结果与实际测量结果之间的差异。
该方法基于泰勒级数展开式,其中规定(在赋予一定自由条件下)任何函数都可分解成一个多项式,如下所示:
如果意识到电源损耗与输出电流相关(可用输出电流替换X),那么系数项就能很好地与不同来源的电源功率损耗联系起来。
例如,ao代表诸如栅极驱动、偏压电源和磁芯的固定开销损耗以及功率晶体管Coss充电与放电之类的损耗。
这些损耗与输出电流无关。
第二项相关联的损耗a1直接与输出电流相关,其典型表现为输出二极管损耗和开关损耗。
在输出二极管中,大多数损耗是由于结电压引起的,因此损耗会随着输出电流成比例地增加。
类似地,开关损耗可通过输出电流关联项与某些固定电压的乘积近似得出。
第三项很容易被识别为传导损耗。
其典型表现为FET电阻、磁性布线电阻和互联电阻中的损耗。
高阶项可能在计算非线性损耗(如磁芯损耗)时有用。
只有在考虑前三项情况下才能得出有用结果。
计算三项系数的一种方法是测量三个工作点的损耗并成矩阵求解结果。
如果损耗测量结果其中一项是在无负载的工况下得到(即所有损耗均等于第一项系数a0),那么就能简化该解决方法。
随后问题简化至容易求解的两个方程式和两个未知数。
一旦计算出系数,即可构建出类似于图11.1、显示三种损耗类型的损耗曲线。
该曲线在消除测量结果和计算结果之间的偏差时大有用处,并且有助于确定能够提高效率的潜在区域。
例如,在满负载工况下,图1中的损耗主要为传导损耗。
为了提高效率,就需要降低FET电阻、电感电阻和互联电阻。
实际损耗与三项式之间的相关性非常好。
图11.2对同步降压稳压器的测量数据与曲线拟合数据进行了对比。
我们知道,在基于求解三个联立方程组的曲线上将存在三个重合点。
对于曲线的剩余部分,两个曲线之间的差异小于2%。
由于工作模式(如连续或非连续)不同、脉冲跳频或变频运行等原因,其他类型的电源可能很难以如此匹配。
这种方法并非绝对可靠,但是有助于电源设计人员理解实际电路损耗情况。
秘笈十二电源效率最大化
上篇讨论了如何利用泰勒级数(Taylorseries)查找电源中的损耗源。
在本篇中,我们将讨论如何使用相同的级数最大化特定负载电流的电源效率。
在上篇中,我们建议使用如下输出电流函数来计算电源损耗:
下一步是利用上述简单表达式,并将其放入效率方程式中:
这样,输出电流的效率就得到了优化(具体论证工作留给学生去完成)。
这种优化可产生一个有趣的结果。
当输出电流等于如下表达式时,效率将会最大化。
需要注意的第一件事是,a1项对效率达到最大时的电流不产生影响。
这是由于它与损耗相关,而上述损耗又与诸如二极管结点的输出电流成比例关系。
因此,当输出电流增加时,上述损耗和输出功率也会随之增加,并且对效率没有影响。
需要注意的第二件事是,最佳效率出现在固定损耗和传导损耗相等的某个点上。
这就是说,只要控制设置a0和a2值的组件,便能够获得最佳效率。
还是要努力减小a1的值,并提高效率。
控制该项所得结果对所有负载电流而言均相同,因此如其他项一样没有出现最佳效率。
a1项的目标是在控制成本的同时达到最小化。
表1概括总结了各种电源损耗项及其相关损耗系数,该表提供了一些最佳化电源效率方面的折中方法。
例如,功率MOSFET导通电阻的选择会影响其栅极驱动要求及Coss损耗和潜在的缓冲器损耗。
低导通电阻意味着,栅极驱动、Coss和缓冲器损耗逆向增加。
因此,您可通过选择MOSFET来控制a0和a2。
代数式下一位将最佳电流代回到效率方程式中,解得最大效率为:
需要最小化该表达式中的最后两项,以最佳化效率。
a1项很简单,只需对其最小化即可。
末尾项能够实现部分优化。
如果假设MOSFET的Coss和栅极驱动功率与其面积相关,同时其导通电阻与面积成反比,则可以为它选择最佳面积(和电阻)。
图12.1显示了裸片面积的优化结果。
裸片面积较小时,MOSFET的导通电阻变为效率限制器。
随着裸片面积增加,驱动和Coss损耗也随之增加,
图12.2是围绕图12.1最佳点的三种可能设计效率图。
图中分别显示了三种设计的正常裸片面积。
轻负载情况下,较大面积裸片的效率会受不断增加的驱动损耗影响,而在重负载条件下小尺寸器件因高传导损耗而变得不堪重负。
这些曲线代表裸片面积和成本的三比一变化,注意这一点非常重要。
正常芯片面积设计的效率只比满功率大面积设计的效率稍低一点,而在轻载条件下(设计常常运行在这种负载条件下)则更高。
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