根据UC2844单端反激电源基础原理及波形.docx
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根据UC2844单端反激电源基础原理及波形
^`
单端反激拓扑的根本电路
单端反激拓扑的根本电路
〔b〕为Q1电流,〔c〕为次级整流二极管电流,〔d〕为Q1的Vce电压
T1
工作原理以下:
当Q1相当于一个纯电感,流过
导通时,所有的次级侧整流二极管都反向截止,
Np的电流线性上涨,抵达峰值Ip。
当Q1
输出电容(Co、C1)给负载供电。
关断时,所有绕组电压反向,次级
侧整流二极管导通,同时初级侧线圈储藏的能量传达到次级,供给负载电流,同时给输出电容充电。
假定次
级侧电流在下一周期Q1导通前降落到零,那么电路工作于断续模式〔DCM〕,波形如上图〔b〕〔c〕〔d〕,反之那么处于连续模式〔CCM〕
^`
电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图以下
工作时序图以下
^`
开关电源启动时输出时序不正确的事例:
电动汽车驱动板有两路开关电源,以以下图
开关电源1的UC2844启动电路,其输出包括VDD5
开关电源2的UC2844启动电路,其输出包括+5V电路
只管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF,充电电阻是30kΩ,但因为开关电源2中D26的存
在,使得开关电源2充电快,先开始工作,致使光耦U24的副边电源+5V比原边电源先成立。
^`
当光耦U24的副边电源比原边电源先成即刻,光耦会输出负压〔
Vout+相对于Vout-的电压〕,以以下图。
CH1:
VDD5电压
CH2:
+5V电压CH3:
U31pin6
CH4:
U31Pin7
光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压,以以下图
U20Pin1电压
这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端,此时GENERATRIX信号的电压为-470mV,这个电
压已经超出了比较器同意的最大负压〔器件资料规定输入负压不得大于〕,在环境温度超出73℃时,
-470mV的电压会致使比较器U5输出异样。
^`
高温上电报Er004故
障剖析报告.docx
SIZE-D旧版开关电源UC2844电路
1、电路正常工作时
〔1〕启动初始
开始的一段时间Pin1电压保持在,原由:
〔1〕+15电压较低,反响电路的光耦U17初级侧的二
极管两头电压未抵达导通门限,因此U17次级侧阻抗无量大〔开路〕〔2〕2844的Pin2〔内部偏差放大器
“-〞端〕接地,所以偏差放大器输出为高电平,电压由芯片内部决定
注:
UC284X/UC384X芯片资猜中偏差放大器输出高电平的典型值为,丈量其余产品开关电源启
动时Pin1电压也都在6V左右,惟有这个电路Pin1电压偏高,但器件资料并无给出高电平的最大值
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
^`
这段时间
Pin1电压
为
当Pin1电压为
时,Pin3
电压抵达
1V那么电流取样比较器输出翻转为高,驱动封闭。
从
2844内部框
图能够看出当Pin1
电压大于
时〔2个二极管压降为0.7V*2〕,电流取样比较器“-〞端电压会被稳压二
极管钳位到1V。
当Pin1电压小于
时,电流取样比较器
“-〞端电压=〔Vcom〕/3。
CH1:
UC2844Pin1
CH2:
UC2844Pin3
CH3:
MOS驱动
CH4:
+15V
CH1:
电流检测电阻上的电压CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动
^`
启动时第一个驱动脉冲,电流检测电阻上的电压从0开始启动时的第二个脉冲
上涨,驱动连续时间比较长〔10uS左右〕
察看第二个驱动脉冲波形,电流检测电阻上的电压不是从0开始上涨,也就是说开关管的电流不是从
0开始,所以此时电路工作在CCM〔电流连续模式〕,这是因为启动时负载电流比较大〔给各电路的储能
电容充电〕。
从以下图的电路中能够看到,开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波,而后才接到
UC2844的Pin3,因为经过了滤波,Pin3电压是从0V开始渐渐上涨的,其实不像电流检测电阻上的电压那样峻峭
开关管电流检测增添RC滤波的原b因:
〔1〕变压器初级侧线圈匝与匝之间有散布电容,当MOSFET每次开通时,输入电压会给此电容充电,
充电电流会流过开通的MOSFET,致使MOSFET电流上有尖峰,此尖峰会表达在电流检测电阻的电压上,
并可能超出UC2844电流取样比较器的门限致使MOSFET误关断,所以需要将此尖峰滤除。
输入电压越
大,匝间电容充电电流尖峰越大,以以下图所示〔MOSFET电流采样电阻上的波形,SIZE-D驱动板〕
120V输入电压,最大尖峰411mV300V输入电压,最大尖峰730mV
^`
〔2〕在CCM〔电流连续模式〕状态下,初级侧MOSFET开通时,次级侧整流二极管反向恢复,反
向恢复电流经过变压器反射到初级侧,在MOSFET电流上形成一个尖峰,以以下图所示〔电动汽车24V输
入驱动板〕,此尖峰会超出UC2844电流取样比较器的门限致使MOSFET误关断,所以相同需要将此尖峰
滤除。
在DCM〔电流不连续模式〕时,整流二极管不会有反向恢复电流,那么MOSFET开通时没有电流尖
峰。
CH1:
电流采样电阻上的电压CH2:
UC2844Pin3
CCM,电流采样电阻上的尖峰
DCM,电流采样电阻的波形无尖峰
电流
尖峰
对于二极管反向恢复的详尽解说请参照
二极管的反向恢复.
docx
增添RC滤波的影响:
滤波电容容值偏小,电流尖峰不可以有效除去;容值偏大会造成电流反响延时过
大,UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压,会造成输出限电流
者输出短路时致使MOSFET、整流二极管破坏。
经验事例参照:
/限功率禁止,重载或
^`
〔2〕Pin1电压降落
主反响〔+15V〕电压抵达
时,UC2844Pin1
电压开始从
往降落,此光阴耦
U17Pin1
为,
Pin2为,光耦U17的发光二级管导通〔管压降〕,Vce电压降落〔即
注:
从原理上来说,主反响电压要抵达15V才能使得TL431基准输入电压为
开始工作,光耦二极管开始导通;而这里主反响在光阴耦二极管就导通,
作了,详细原由后文有详尽说明
CH1:
UC2844Pin1CH2:
U17Pin1CH3:
U17Pin2CH4:
+15V
UC2844Pin1电压降落〕
,这样才能保证TL431
其实不是因为TL431开始工
跟着UC2844的Pin1电压降低到低于,电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到
着Pin1电压降落而降落。
这样Pin3的电压峰值也渐渐低于1V。
1V,而是随
CH1:
UC2844Pin1
CH2:
UC2844Pin3
CH3:
MOS
驱动
CH4:
+15V
这里Pin3
Pin3电压已经低
电压能达
于1V了
到1V
^`
〔3〕稳态时的波形
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
稳固工作时Pin1为,依据芯片资料,UC2844内部电流比较器的门限电压〔“-〞端电压〕为
〔〕/3=120mV。
从这个图看,Pin3电压抵达170mV时驱动关断,与计算的120mV有些偏差。
注:
此处计算有错误,关断时内部电流比较器门限电压应当用此时Pin1的刹时价计算,而不是用有
效值
二、新制动单元开关电源电路图〔Ver:
0〕
与SIZE-D的驱动板不同,新制动单元UC2844的Pin1没有经过电阻接到Pin8,从后文能够看出这样做是不太适合的
^`
1、启动时Vcc波形
新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先降落再上涨,最低到11V左右,因为UC2844
最大值为11V,所以这里有可能致使开关电源打嗝。
而SIZE-D启动时Vcc降落幅度很小。
新制动单元波形SIZE-D波形
CH1:
UC2844Pin7〔Vcc〕CH3:
UC2844Pin6CH1:
UC2844Pin7〔Vcc〕
欠压锁定的门限
经过上边的波形引申出两个问题
〔1〕启动时UC2844供电电源Vcc电压值为何会先降低再上涨?
启动时,除了给UC2844供电的协助绕组外,各输出绕组的滤波电容上电压都很低〔0V〕,所以输出
绕组电压被钳位在较低的电压。
因为此时协助绕组输出滤波电容的电压较高〔即UC2844电源电压Vcc〕,
整流二极管没法导通,UC2844的工作电流所有来自滤波电容,所以UC2844电源Vcc会有一段时间的下
降,直到协助绕组电压高于滤波电容电压,协助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容增补能量,VCC电
压高升。
以下图为协助绕组整流二极管阳极电压波形,启动时阳极电压低于阴极电压〔即UC2844电源Vcc
电压〕
^`
2〕为何新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大好多?
对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同
①
新制动单元UC2844
的Vcc滤波电容为47uF,SIZE-D那么为220uF。
这样在UC2844启动从前,SIZE-D
的滤波电容储藏的能量许多,启动后电压降落较慢。
②
新制动单元驱动电阻为
10Ω,SIZE-D为100Ω,二者MOS
管型号不同,但其输入电容
Ciss相同,因
此SIZE-D驱动电流较小,Vcc负载比新制动单元小,SIZE-DVcc电压降落慢。
③
变压器有一路绕组给
Vcc供电,新制动单元Vcc限流电阻为
10Ω,SIZE-D为36Ω,新制动单元Vcc
供电电流比SIZE-D大,这一点新制动单元优于SIZE-D。
综上,针对〔1〕、〔2〕做对比试验
针对Vcc滤波电容试验的波形以下
新制动单元,滤波电容加大为
100uF,启动时Vcc最低为
SIZE-D滤波电容减小为47uF,启动时Vcc最低为,
。
仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。
^`
(2)改正新制动单元MOS驱动电阻为100Ω,启动时Vcc最低仍为11V,说明此电阻对Vcc电压无影
响。
原由:
MOS门极电压升到15V所需要的电量是必定的,亦即UC2844输出的能量是必定的,驱动电
阻不过决定了电压上涨的快慢,其实不改变UC2844负载大小
2、UC2844Pin1
〔电压反响〕波形
稳固工作时的波形〔高分辨率模式〕
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844
Pin3
CH3:
MOS
驱动
从上边的波形能够看出,UC2844Pin1电压颠簸很大,有约1ms的时间为0V,即反响光耦U10〔CTR
为200~400〕处于饱和导通的状态,这段时间内MOSFET驱动完整封闭。
从原理图上看,UC2844的Pin1
与Pin8之间没有接电阻,光耦次级侧电流
IC完整靠UC2844Pin1
供给,可是UC2844Pin1的拉电流能
力〔偏差放大器输出为高电平常的输出电流〕很小〔以以下图所示〕
,致使光耦次级
IC很小,当主反响电压
偏高时,光耦IF
增大,使得初、次级知足
F
C
,光耦饱和导通。
I*CTR>I
^`
UC2844内部偏差放大器特征
试试在UC2844的Pin1、Pin8之间接电阻,当Pin1电压低于Pin8电压〔5V〕时,Pin8能够经过此
电阻给光耦次级侧供给电流,增大Ic,使光耦不进入饱和导通状态。
经过实验对比能够看出加电阻的确可
以使光耦向来工作在放大区,这样能够显然减小输出电压的纹波〔实验中测试的是UC2844电源Vcc〕
〔1〕加电阻2kΩ,稳态时波形以下,UC2844Pin1电压在左右
CH1:
UC2844Pin1CH2:
MOS驱动
〔2〕加电阻Ω,稳态时波形以下,UC2844
CH1:
UC2844Pin7〔Vcc〕CH2:
MOS
电源驱动
Vcc纹波150mV,Pin1
CH3:
UC2844Pin1
电压
2V
左右
^`
〔3〕未加电阻时波形以下,UC2844电源Vcc纹波高达530mV
CH1:
UC2844Pin7〔Vcc〕CH2:
MOS驱动CH3:
UC2844Pin1
^`
三、电动汽车低压驱动板开关电源
低压驱动板上有2两路开关电源,输入电压都是24V低压,但负载不同,电路设计不相同。
1、开关电源1启动波形
〔1〕第一个驱动,连续时间长,电流检测电阻上的电压已经抵达
。
因为输入电压只有
24V,变
压器匝间电容几乎不会惹起
MOSFET开通时的电流尖峰
CH1:
电流检测电阻电压
CH2:
Isense电压
2、稳态时的波形〔DCM〕
因为变压器有漏感,等效为与变压器原边绕组串连,MOS开通时漏感会储藏能量,当MOS关断时漏
感储藏的能量不可以传达到副边,此局部能量需要找寻泄放门路,就会在MOS电压上形成尖峰。
在DCM
状态,电流较小,所以MOS关断时尖峰电压较低,以以下图为49V
CH1:
MOS管电压VdsCH2:
次级侧+17U整流二极管电压
^`
DCM状态,当次级侧整流二极管续流结束时,初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间
电容)谐振,励磁电感感量大,所以谐振幅度大,频次低〔f=1/(2π*√LC)〕,惹起谐振的过程以下:
1〕第一,在副边传达能量的过程中,MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。
因为二者都是稳固的,所从先期电压是稳固的。
2〕当能量传达达成的时候,副边相当于开路,原边也相当于开路,那么原边电路等效为一个输入
电源,一个变压器绕组,一个MOS管输出电容,即电源+电感+电容,因为电容上的电压与电源电压不相
等,所以只好发生谐振。
振荡开始阶段,MOS管输出电容上的电压〔输入电压Vin与反射电压Vr之和〕
比输入电压高,MOS管输出电容开始经过变压器原边给输入电源充电,所以MOS管DS电压开始降低,
因为RCD钳位电路的存在,这个振荡是阻尼振荡,幅度愈来愈小,直到Vds稳固在输入电源电压。
谐振
电压经过变压器耦合到次级侧整流二极管
CH1:
MOS管电压CH3:
+17U整流二极管电压
红线左侧为整流二极
管续流,右侧那么是续流
结束,初级侧发生谐振
Vin+VrVin
^`
3、CCM状态
电源启动时,电路处于CCM状态,负载电流较大,MOSFET关断时尖峰电压较高,以以下图为63V。
MOS管关断时期副边二极管向来在导通,原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和,所以MOS
管关断后不会出现DCM时的谐振
CH1:
MOS管电压VdsCH2:
次级侧+17U整流二极管电压
因为MOSFET关断时会有很高的尖峰电压,假如不采纳举措,此电压可能会击穿MOSFET,所以电
路中都会加RCD汲取,以以下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。
开关电源1MOS管RCD汲取电路
^`
从以下图波形能够看出,当MOS导通时D30蒙受约40V的反压;MOS关断瞬时,Vds电压上涨到电
源电压与反射电压之和〔即Vin+Vr〕,此时D30导通,漏感能量经过D30给电容C71充电。
CH1:
D30电压CH3:
MOS管电压Vds
D30导通
稳态时〔DCM状态〕D30波形左图红框睁开波形
电容C71上的电压波形以下,在17V左右颠簸。
D30导通时C71汲取漏感能量,电压高升,漏感能量开释完成后D30截止,C71电压渐渐降低,直到D30再次导通
CH1:
D30电压CH3:
电容C71两头电压
对于RCD汲取电路的原理与剖析计算,请参照附件
^`
4、开关电源2反响电路
〔1〕TL431等效电路图以下
电压反响的稳压原理:
当主反响电压〔+5V〕高升时,经电阻R125、R155分压后接到TL431的参
考输入端(偏差放大器同向输入端)的电压高升,使得TL431阴、阳极间电压Vka降低,从而光耦的二极管
电流IF变大,于是光耦集射极动向电阻变小,集射极间电压变低,即UC2844的Pin1电压变低,使得
MOSFET功率管的导通时间变短,于是传输到次级线圈的能量减小,使输出电压降低。
参照波形以下:
稳态时的波形,数学函数为CH1-CH2,即R150上的电压,最高825mV,最低680mV,二极管导通
压降为,那么能够算出流过光耦二极管的电流IF最高,最低
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2〔Vka〕MATH:
CH1-CH2(R150压降)
^`
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2〔Vka〕CH4:
MOS驱动
〔2〕电源启动时反响电路波形
Vka有一个电压降落的点,此时主反响电压还未抵达5V,TL431还未开始工作;电阻R150压降
那么TL431电流IKA为,光耦U22二极管压降,未导通;以后IKA开始明显增添
主反响电压抵达5V时,TL431开始工作,光耦U22初级侧导通,二极管压降为1V,次级侧
始降落,此时R150压降为470mV,那么TL431电流IKA为1mA
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2〔Vka〕CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(R150
218mV
Vce开
压降)
,
^`
启动时波形
Vka有一个电压降落的点,此时电阻R150压降218mV
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2〔Vka〕CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(R150压降)
^`
主反响电压抵达5V时,光耦U22次级侧Vce开始降落,此时R150压降为470mV
CH1:
U22pin1CH2:
U22pin2〔Vka〕CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
CH1:
U22pin1CH2:
U22pin2〔Vka〕CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
^`
Vka有一个电压降落的点,此光阴耦U22二极管压降
光耦U22次级侧Vce开始降落时初级侧二极管压降为1V
^`
对比看开关电源1反响电路
启动时的波形以下,能够看出当+17U-电压上涨到10V左右光阴耦U8次级侧电压就开始降落,一段时间后上涨并再次降落,此电压颠簸说明当+17U-电压上涨到10V左右时,光耦初级侧就开始有电流CH1:
+17U-电压CH2:
U8Pin2〔Vka〕CH3:
U8Pin4〔幅值禁止〕
启动时波形
从TL431的内部等效图能够看出,当参照输入端电压低于时,IKA能够以为是零,而+17U-电压为10V时,TL431参照端电压远低于,那么流过光耦初级侧的电流从哪里来?
独一的路径就是经过
R55、C85,再到R57。
考证过程以下:
开关电源输入端不供电,用稳压源给+17U-/-8U-供电,量测以下电压波形
〔1〕稳压源供电5V,R55上最高有的电压,电流最高;R54
电流最高,即电流所有流过R55、C85,此光阴耦二极管未导通
上最高有
的电压,
^`
CH1:
R55右端Ch2:
R55左端Math:
CH1-CH2〔R55电压〕
R55上的电压波形
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2〔R54电压〕
R54上的电压波形
^`
〔2〕稳压源供电10V,R55上最高有的电压,电流最高;R54上最高有的电压,
电流最高。
电流所有流过R55、C85
CH1:
R55右端Ch2:
R55左端Math:
CH1-CH2〔R55电压〕
R55上的电压波形
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2〔R54电压〕
R54上的电压波形
^`
〔3〕去掉C85,稳压源10V供电,R54根本没有电压降〔尖峰处是因为机械开关的颤动〕
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2〔R54电压〕
从以上实验能够看出,开关电源启动时,因为
C85的存在,主反响电压高升到
10V时,经过
R54、
R53//U8、R55给C85
充电,致使
U8初级侧有电流,惹起次级侧电压颠簸。
去掉
C85后给开关电源
1输
入供电,启动时波形以下,能够看出当
+17U-电压高升到25V光阴耦次级侧电压才开始降落
CH1:
+17U-电压
CH2:
U8Pin2〔VKA〕
CH3:
U8Pin4
CH1:
+17U-电压CH2:
U8Pin2〔VKA〕CH3:
U8Pin4
^`
从上图能够看出去掉耦次级侧电压颠簸较大,
C85后,当主反响电压抵达5V,TL431这样会致使整个电压反响环路的不稳固,
开始工作时VKA有显然的颤动,造成光输出电压颠簸较大,这样C85在电路中
的作用也表达出来了,就是用来做环路赔偿的。
对于环路赔偿的详尽剖析请参照以下附件
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- 根据 UC2844 单端反激 电源 基础 原理 波形