反激变换器辅助电源基本设计关系.docx
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反激变换器辅助电源基本设计关系
反激变换器辅助电源基本设计关系
UiTD2
Dz
N1N2CUo
D1
S
图1反激变换器原理电路
反激变换器是辅助电源通常采用的电路拓扑.它的优点在于可以工作在非常广阔的输入电压范围,电路简单,元件少,但效率一般在75%左右.一般工程师对反激变换器设计比较茫然。
本文试图找到MIP162和TOPswitch系列组成的辅助电源的较合理的设计方法。
1.原理
反激变换器电路如图1所示。
它是由功率开关S、变压器T、输出整流管D2和输出滤波电容组成。
D1和Dz组成尖峰抑制电路。
电路可以工作在电感安匝连续或/和断续.为讨论方便,首先研究电感安匝连续模式。
一、安匝连续
原理
所谓安匝连续是整个开关周期内,磁芯总安匝没有停留在零安匝时间。
电路进入稳态,初级电流波形如图2(a)所示。
当晶体管S导通时,初级电流线性增长,有
(1)
电源Ui向电感储能,由输出电容向负载供电。
i1i1max
Ti1min
0t
i2
TonTof
0t
(a)
i1
0t
i2
0t
(b)
i1
0t
i2
0t
(c)
图2安匝连续(a)、和临界连续(b)和
断续(c)电流波形
晶体管S关断时,电感能量不能突变,变压器各线圈感应电势反号,同名端为负,迫使二极管D2导通,电感能量转为电场能量向负载放电和向电容充电。
设电容电压变化很小,次级电流变化量
(2)
在稳态时,转换瞬间变压器应满足
因此
(3)
式中N1、N2分别为变压器初、次级匝数;L1和L2分别为初、次级电感量。
设变压器没有漏感,应有
(4)
由式
(1)和式
(2)联解,考虑到式(3)和式(4)得到
或
(5)
式中n=N1/N2为变压器变比.D=Ton/T为占空度。
电感电流(安匝)连续时,输出电压与输入电压的关系如式(5),输出电压与负载无关。
器件选择
在电路设计时,首先应当知道变压器的电感量。
电感由临界连续电流决定。
临界连续时,在晶体管关断瞬时,次级电流刚好下降到零。
临界连续是连续的特例。
临界电流为
一般取临界电流IG=0.1Io,即额定输出电流的10%,考虑到效率η、Po=Io×Uo和式(5),则电流连续需要的电感量为
(6)
即输出功率为
输入电流平均值
(7)
当电感电流连续时(图2(a)),晶体管流过电流的峰值
(8)
次级峰值电流,即二极管峰值电流
(9)
因为脉动分量是脉冲中值的1/5,有效值忽略脉动分量。
变压器初级电流的有效值为
(10)
次级电流有效值
(11)
次级交流电流有效值
(12)
晶体管在截止时承受的电压(式(5))
(13)
由式(5)可见,输入电压变化时,通过调节占空比达到输出电压的稳定。
输入电压最高Uimax时,最小占空比为
(14)
由式(13)可以看到晶体管承受的电压应当小于其击穿电压。
一般反激变压器漏感较大,尽管采用缓冲和箝位措施,还可能有杂散电感引起的尖峰,通常选择晶体管的耐压
(15)
如果已经选择了晶体管,击穿电压已知,因此在最高输入电压时由式(8)得到最小占空比必须满足
(16)
如果空载进入断续状态,开关管承受的电压为
(16a)
如果在额定输入电压时选择D在0.5左右,由式(13)可见,要求晶体管的耐压接近3倍。
如果晶体管选定,选择最小占空比Dmin应当大于芯片的最小占空比Dcmin。
因此,变压器变比
(17)
一般根据输出功率决定开关频率f;选择额定输入电压时占空度D;根据输入或输出最低电压估计效率η。
根据这些参数就可以选择元器件参数。
次级峰值电压
(18)
如要求输出纹电压为ΔUpp,要求滤波电容的Resr((ESR)为
(19)
根据式(6)选择初级电感;由式(8)和(13)选择功率开关管;由式(11)的I2/1.57和式(18)选择输出整流管;根据式(19)和(12)选择电解电容。
同时如果已知PWM芯片最大占空度,就可以由式(5)求得最低可能的输入电压Uimin。
占空比
一般选择D=0.5左右.如果占空度大于0.5,变比n加大(式(5)),初级电感加大(式(6)),初级峰值电流减少(式(8)),功率管电流定额下降,但电压定额提高(式(15));次级峰值电流(式(9))和有效值电流(式(11))增大,引起输出二极管,输出电容体积加大;但二极管电压定额降低(式(18))。
反之,以上结果也相反。
有时最大占空度受芯片最大占空度限制。
权衡利弊,一般在额定输入时选择D=0.5。
如果宽输入范围,在最低输入电压时选择芯片最大占空度Dmax,同时检查在最高输入电压时大于控制芯片最小占空度Dmin。
一旦选择Dmax,UiminDmax=U’=常数,就可以决定初级电感量。
二、安匝断续
恒频安匝连续模式的反激变换器输出电流继续下降就进入断续模式。
断续模式次级电流持续时间小于开关管截止时间。
变换器工作在断续模式,晶体管零电流导通,输出整流二极管零电流关断。
与连续模式比较,功率开关管关断电流比连续模式大许多倍,关断损耗增大,同时漏感引起的损耗也加大。
但断续模式需要较小的电感,动态响应好,是小功率电源中经常采用的拓扑。
输出电流的平均值(图2(c))
(20)
式中TR( 当晶体管S截止时,二极管流通期间 将式(20)代入上式,经化简得到 (21) 可见,如果输出电压Uo、L2和Δi2=nΔi1均恒定(式(21)),TR也恒定。 如果TR小于Tof,则电感电流断续;如出现大于Tof,实际上等于Tof,电感电流连续。 如果电感电流断续,负载不变时,TR在整个输入电压范围内基本不变。 将式(21)代入式(20),并考虑式(3)和(4)得到 (22) 又因 (23) 如果输出功率不变,UiD为常数,Δi1也为恒值。 所以式(22)可以写为 (24) 由式(24)可见,在断续时,输出电压与输出电流成反比,并考虑到效率η。 即 (25) 则初级电感 (26) 将式(6)与式(26)比较可以看出,在相同的输入电压、频率和输出功率情况下,连续断续的电感至少大10倍。 最大输出功率 (27a) 或 (27b) 电流断续时,如果漏感为零,晶体管耐压应当大于承受的最高电压为 (28) UiTD3 Dz N1N2CUo D1C1 D2 S L1 图3反激变换器的无损缓冲电路 前面分析时初级电流转换到次级电流是瞬时完成的,实际变压器是有漏感的。 在晶体管关断瞬时,初级和次级线圈上感应电势反号,由于漏感使初级电流不能立即为零,否则将损坏晶体管,为此在初级线圈上一个稳压二极管(图1中虚线所示),将漏感产生的尖峰电压箝位,或加一个无损缓冲电路(图3),将漏感能量返回电源。 如果采用稳压管箝位(图1),当晶体管关断瞬时,变压器各线圈电势反号,次级二极管导通,同时漏感能量迫使箝位稳压管(Uz)导通,漏感上电压为 所以初级电流变化率为 当输出功率一定时,初级峰值电流一定,因此漏感Ls越小和Uz越大,初级电流下降到零点时间越短。 因为在箝位(漏感恢复时间)时间内,磁路总安匝基本不变,次级电流线性上升,初级电流也流进箝位电路,在导通时间存储在磁场中的能量有一部分消耗在箝位电路中。 箝位时间为 (29) 可见,如果Uz越高,tc越短。 一般箝位电压是次级反射电压的1.2~1.5倍。 受功率管击穿电压限制: (30) 消耗在箝位稳压管上的能量为 (31) 其中初级因ts损失的功率和漏感损失的功率分别为 和 由式(31)可见,Ls越大,损耗越大,则效率越低。 如果Uz越高,tc越小,则损耗也越小。 由式(27a),(27b)可见,输出功率反比于电感量和开关频率。 如果输入或输出电压很低(例如5V以下),要提高输出功率,必须降低开关频率和电感量。 但是在生产线上要制造1µH以下电感是无法保证较小误差,因为杂散电感和漏感与你需要的电感可以比较。 一般在3µH以上,因此必须降低开关频率。 所以,低电压反激一舼功率限制在50W以下。 在要求适应输入电压从交流85V~264V(直流92V~370V)的反濁变换器中,没有额定工作甽压。 如果初级电感L1、输出功率Po和工作频率决定之后,与连续相同,由式(27a)可见,U’=UiD=UimaxDmin为常数,如果芯片的最大占空度为Dmax,最低输入电压Uimin时为临界连续,则有 `(32) 于是初级与次级匝比为 (33) 由式(26)选择初级电感。 器件选择 输入电流平均值 (34) 当电感安匝断续时(图2(c)),晶体管流过电流的峰值 (35) 可见,初级峰值电流在工作范围内是一个常数。 初级线圈电流有效值为 (36) 输出电流为 (37) 次级峰值电流,即二极管峰值电流 (38) 次级线圈电流有效值考虑到式(37),(38)为 (39) 3.电路参数设计 D2 Vi 200/20mA DzC D1 300 8V 6.8V MIP161 43k 图4辅助电源 由前面分析可以看到,反激变换器设计既是很随便而又是困难的。 出发点不一样结果也不一样。 如果器件已经选定,则不允许超过器件的极限参数来设计电感参数;如果最大效率是重要的,选择额定电压时占空比接近0.5,可以考虑采用连续模式。 然后决定器件的定额;如果功率较小,效率不是追求的目标,要求体积小,采用断续模式;如果要求适应很大输入电压范围,一般采用断续模式等等。 以下用两个例子来说明设计的基本方法。 例1器件选择MIP162,断续模式。 输入电压AC90V~264V/50Hz。 输出电压15V,输出电流1A。 输出纹波小于100mV。 工作频率100kHz。 芯片最高电压700V。 占空度Dmax=0.67,Dmin=0.02。 1.考虑到有一定余量,最低电压小于输入最低电压,选择交流85V,直流94V(85×1.1)保证在实际生产的公差,不致调试困难。 由式(32)选择 V 最高输入电压的占空度 ,大于芯片最小占空度(0.02)。 2.由式(26)确定初级电感量 mH 3.由式(33)确定变比n,最低交流电压90V,直流100V,占空度为0.63, 取n=10 4.根据式(4)得到次级电感 μH 5.次级电流持续占空度 <0.37 6.次级平均电流为0.25A,求峰值电流、有效值电流和交流有效值 A A A 7.二极管定额 平均电流为 A 击穿电压 V 选择肖特基二极管2A,75V 8.初级峰值电流、有效值电流和平均电流 A mA 核算器件耐压: 如果选择箝位稳压管击穿电压为1.3nUo’=1.3×10×15.6=202.8V,选择200V稳压管。 于是 V<700V 根据峰值电流和承受的电压核对期间的应力或选择适当的器件。 9.变压器设计。 参数: 初级电感1.98mH,次级19.8μH,输入直流电压94V~373V;输出电流Io=0.5A,输出电压Uo=15V(功率0.75W)。 选择磁芯材料3F3预留气隙磁芯E13/7/4-3F3气隙分别为0.005,0.015,0.050cm的AL分别为245,110,45nH。 从最少匝数算起。 达到19.8µH需要的匝数分别为 9,14,21匝 根据预留气隙长度求磁通密度 6330,3282,1477Gs 其中只有气隙为0.05cm(0.5mm)的磁芯中ΔB<3000Gs。 于是初级匝数 匝 为减少漏感,初级分成105×2组。 电流密度选择5A/mm2,100kHz在100℃的集肤深度 cm 初级线圈导线截面积 d=0.29mm单股导线 次级线圈导线截面积 多股导线 10.选择输出滤波电容 根据输出纹波和次级峰值电流得到要求的电容ESR 根据经验公式得到要求的电容量 µF取2×1000µF/25V 4.临界连续-自激式反激变换器 在功率很小时,例如10W以下,为了节省成本,一般不用控制芯片,而采用自激模式。 原理 图4为自激临界模式控制示意图。 接通电源后输入电压经Rs给S1提供基极电流,S1开始导通,在变压器初级N1感应电压,同时在上感应一个电压,此电压正反馈促使S1完全饱和导通。 输入电流线性增加。 S1电流增加导致Re上压降增大,如果没有光耦负反馈,当Re压降大于S2的Ube时,S2开始导通,将反馈到S1基极的电流分流,当Ib1接近Ic1/β时,电流增长减少,反馈线圈电压下降,基极电流进一步减少,S1退出饱和,初级感应电势反号,正反馈使得完全截止,次级二极管导通,次级线圈电压为输出电容电压箝位。 反馈线圈使得S1的B-E结反偏。 存储在磁芯中的能量提供电容充电和负载,次级电流线性下降。 当次级电流下降到零时,即存储在磁芯中的能量消失,各线圈上感应电势消失,反馈线圈提供的反偏电压消失,S1又通过Rs从Ui取得基极电流,新的一个周期重新开始。 如果加入反馈电路,由R1和R2组成取样电路,与LM431基准比较,经光耦隔离,光耦输出提供S2的基极电流。 当输出电压升高时,光耦输出电流增大,S2集电极电流增大,S1在较小的集电极电流下提前退出饱和。 反之亦然,保证了输出电压的稳定。 可见,电路工作在临界连续模式。 UiTD2 Dz RsN1N2CUo D1 N3R1 GU S1 S2 VeR2 Re 图4自激反激变换器原理电路 基本关系 临界连续是断续和连续的特例。 根据断续能量传递关系得到输出功率式(27a)和(27b),这里仍适用。 即 或 额定输出电压(Uo)和负载(Io),截止时间为 (40) 可见,输出电流不变时,截止时间也不变。 输出电流减少时,截止时间缩短。 导通时间为 (41) 由式(40)和(41)可见,输入电压降低时,导通时间加长,周期加长,频率降低,使得关断、导通时间都加长。 因此以最低输入电压、最大功率输出时开关频率最低。 一般输出电压为恒定值,截止时间变化小。 但如果用于宽输入电压场合,导通时间变化大。 一般设定最低输入电压时开关频率和最大占空度来决定电路参数。 选择了频率和占空度以后,其它关系和断续相似。 因为临界连续是断续和连续特例,同样存在 和 (42) 例: 输入电压为50Hz交流85V~264V;输出为5.2V,输出电流为650mA。 纹波小于80mV。 1.决定开关频率f=100kHz,输入电压为85VAC,直流为94V,占空度为0.6(0.5),即6µs。 2.根据式(27a)得到 mH(2.45) 3.由式(决定变比 (16.2)取24(16) 4.次级电感为 H(9.57) 5.核算最高输入电压时最小占空度、频率 由式(42)得到 (0.2) kHz(248kHz) 5.双端反激变换器 在输入电压很高时,例如三相整流输入时,整流后最高输入电压达600V以上。 功率器件耐压超过1000V。 小功率集成电路较难达到这样高的电压定额。 通常采用双端电路。 如图5所示。 由于两个二极管导通箝位作用,两个晶体管仅承受最大输入电源电压。 代价是需要两个晶体管S1、S2和两个箝位二极管D1,D2。 Ui S1 D1TD3 N1N2CUo D2 S2 图5反激变换器原理电路 图中两个功率开关同时导通和截止。 导通时与单端电路一样,输入电源加在初级电感上,点端为负,次级D3反偏,没有次级电流流通,因此初级作为电感运行,电流以斜率di1/dt=Ui/(L1+Ls)线性增长,电源向电感输入能量,其中L1-初级磁化电感;Ls-漏感。 当晶体管S1、S2同时关断时,和单端反激变换器一样,所有初级和次级线圈端电压改变极性,点端为正,D3正偏导通,存储在磁场能量(L1i12/2)传输到负载。 如果输出电容足够大,并经过了若干周期,输出电压为常数,则次级电流以斜率di2/dt=-Uo/L2下降,其中L2=L1/n2。 在变压器中初级磁化伏秒必然等于次级去磁伏秒。 由于漏感Ls存在,存储在漏感中的能量要释放出来,迫使二极管D1,D2导通,将存储在漏感中能量返回电源。 所以两个晶体管上承受的电压决不会大于电源电压。 实际上,截止时初级激磁电感上电电压为次级反射电压n(Uo+UD3),因互感和漏感串联,实际漏感上电压为Us=Ui-n(Uo+Ud3)。 在关断瞬时,Ls保持初级电流不变,也流过初级线圈,D3也导通,当D1,D2导通以后,初级电流以di1/dt=(Ui-n(Uo-Ud3))/Ls线性下降。 从关断到初级电流下降到零之前(假定恢复时间比较可忽略不计),为保持总安匝为常数,次级电流在此期间线性增长(i2=n(I1p-i1))。 如果选择匝比n很大,或漏感较大,初级电流下降缓慢,即次级电流上升延迟较长,也就是说,导通时存储在磁场中的能量有一部分不是传输到负载,而是返回电源了。 为了使存储的能量尽量多地传输到负载,应当选择较小的匝比,使初级电流迅速衰减到零。 一般选择nUo=2Ui/3,则Us=Ui/3。 如果Us太低,回复时间过长,占据了有效导通时间,减少林输出功率。 因此,一般匝比选择 其余参数Ton,Lm,Ip计算参看单端反激电路。 2003/7/3完稿 Philips气隙磁芯数据 材料 型号 气隙(µm) AL(nH) 材料 B(mT) 100℃ 25kHz 250A/m 比损耗(100℃) 3C80 E13/7/4 0 50 150 500 900±25% 250 110 45 25kHz 200mT 100kHz 100mT 400kHz 50mT 3C85 E13/7/4 0 50 150 500 900±25% 250 110 45 3C80 ≥320 ≤0.1 3C85 ≥320 ≤0.06 ≤0.07 3F3 E13/7/4 0 50 150 500 800±25% 245 110 45 3F3 ≥320 ≤0.05 ≤0.07
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- 激变 辅助 电源 基本 设计 关系