微波集成电路课件改Word文件下载.docx

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fo;

fp>

>

fp≈fo。

下面是防止低频振荡的基本电路结构：

（a）（b）

（c）（d）

图（a）中采用一个稳定电阻R1与射频振流圈L1并联。

图（c）与弯路电容C2串联后再与C1并联。

图（b）当R1值足够小或与晶体管的输出导纳具有可比性时，为了避免使功效的电特性恶化，附加串联电感L2（L2≈（5~10）R1/πfo）

图（d）当串联电路R1C1的阻抗与外加电源的阻抗相比足够高时，最好使用一个额外的RF抗流圈L2、（L2>

R1/2πfp）

当寄生振荡频率较高时，它的产生是由晶体管和功放中的寄生电抗所致。

为了增加功放的稳定性，也可使用特殊的稳定RCC电路，这些电路既可以并联也可以串联到晶体的输出端。

谐振电路C1C2都调谐到工作频率f0上，R1提供超过工作频率范围的稳定效应，但是这些电路会影响功放的带宽，并联结构变窄，串联结构变宽。

18.2线性度

为了估算功放的非线性，首先需要考虑有源器件的传输出数：

i=f（v）（18-1）

式中，i（t）是输出漏极电源或集电极电流；

v（t）是输入栅源电压或基一射电压。

假设非线性非常弱，得以使量级数收*。

这样，转移特性性能近似他，可它的偏压V0的泰勒级数展开式来近似。

（18-2）

非线性特性可以用双音激励测试性号来决定，这种信号可表示成

（18-3）

将式（3）带入式

（2），相同频率项归并，可得：

（18-4）

从上式可以得出以下结：

1器件偏置点的变化直接比例于转移点数的二阶导数（一般情况下是偏阶导致）；

2如果三阶导数（一般情况是奇数）等于零，则器件转移点数是线性的；

3偶次谐波分量是转移特性中偶次导数项作用的结果，而奇次谐波分量则是奇次导数项作用的结果；

4一阶混合产物（和、差、产物）的产生是也偶阶导数的存在为前提条件的；

5三阶或更高阶的产物主要由奇阶所决定；

6失真，由转移特性的二阶导数（幅度的二次放）决定的失真行为二阶互调失真，由三阶导数（幅度的三次放）决定的失真行为三阶互调失真。

从上式可以看出，输出电流的基波，二次三次谐波或者互调分差的振幅值分别依赖于输入电压的一次方、二次方、三次方，因此，基波，二阶，三阶频率分量的输出功率电平分显示线性行为，输入型号改变1dB,输出分别改变1dB，2dB和3dB。

n阶分量随着输入信号改变1dB而改变ndB。

如下图所示：

对于任何直线，我们可以得出以下方程

（dBm）（18-5）

式中Pno是可以估算的量数

基波输出功率为

P=101g（GpPin）=Pin+GP（dBm）（18-6）

式（18-6）又可写成

PImn=nPw1+Pno¬

nGP（dBm）（18-7）

在交截点2Pn,在

PImn=Pw1=IPn（18-8）

∴（1¬

n）IPn=Pno¬

nGp（18-9）

∴P2mn=nPw1-（n¬

1）2Pn（dBm）（18-10）

上式可用当输入电平小于饱和的所需输入电平时，基波功率Pw1，n阶分量输出功率P2mn与n阶交截点2Pn之间的关系，例如二次谐波分量P2w1-w2可容易地从下面方程进行估算：

P2w1=2Pw1¬

2P2（dBm）（18-11）

P2w1¬

w2=3Pw1¬

2IP3（dBm）（18-12）

P1dB可以由下式确定：

P1dB=IP3¬

9（dBm）（18-13）

式（12）、（13）给出了方便简单的实际功放主要非线性的定量评估。

例如：

IP3=SodBm,那么PidB=41dBm，具有三阶非线性分量P2w1¬

w2=23dBm

为了改善功放线性度，在给出交截点值时，减少输出功率电平，三阶交调分量相对于基波分量要达到¬

30dB，仅仅只能在Pw1=35dBm时才能做到，这时输出功率要减少6dB（4倍）。

众所周知，将GaAsMESFET的直流偏置电流设为0.5Idss,不仅可使增益最大，而且也能使互调交截点最大化，这可以用两点来解释，第一：

转移曲线Ids（Vgs）很明显在0.5Idss附近更线性，且此点的斜率即器件的跨导最大，这样，他的泰勒级数展开主要是一阶系数的影响。

第二：

Cgs（Vgs）曲线的非线性随着偏置移向更高值时有重大的下降。

下面为双音输入激励的输出功率频谱图，为了评估晶体管的线性特性，也可测定三阶或五阶互调系数IM3和IM5

IM3=101g（P2w1¬

w2/P）=P2w1¬

w2¬

P（dBc）（18-14）

IMs=101g（P3w1¬

2w2/P）=P3w1¬

2w2¬

P（dBc）（18-15）

式中P=Pw1=Pw2是相等的双音信号振幅值

∴IM3=P2w1¬

Pw1=2Pw1¬

2IP3（dBc）（18-16）

具有IP3=50dBn,P1dB=41dBn的功放，三阶互调系数IM3=18Dbc。

功放的线性特性对静态偏置条件非常敏感。

18.3基本工作状态

RFc：

理想扼流圈，零串联电阻且在工作频率时有无穷大的电抗

输入余弦电压定义为：

Vin=Vb+Vincoswt（18-17）

在Vb¬

Vp≥Vin且转移特性为线性时，输出电流也是有余弦形式：

i=ia+Icoswt（18-18）

式中静态电流ig大于或等于集电极余弦电流的振幅值，在这种情况下，输出集电极电流仅包含两个分量一常数项和余弦项，平均电流的量值等于Ia,在IC=R情况下，集电极电压为：

V=Vcc¬

（i¬

Ia）R（18-19）

上式又可写成

（18-20）

上式说明集电极电流与电压是线性关系。

将式（18）代人（19），可以得到集电极电压也是余弦电压，但相位反相。

Vcoswt（18-21）

这种余弦集电极电压和电流波形的组合波移为A类工作模式。

电路理论可以算出集电极效率：

η

Po=IqVcc

P=0.5IV

（18-22）

式中

=V/Vcc是集电极电压峰值因子。

这样，假定§

=1和I/Ia=1的理想件下，A类工作模式下的最大集电极效率仅为50%。

η=50%（18-23）

但是，如果增加I/Ia可增加集电极效率，但这会导致集电极余弦波形一步步地变化，变成脉冲波形，在这种情况下，器件部分工作在夹断区，因为并联谐振LC电路有高的品质因数，仅有基频信号流人负载，而高阶谐波分量被短路。

这种工作方式可写成

（18-24）

式中，导通即Iθ指标的是RF电流周期中器件导通的角度（相位），它可由输出电流通过零值的时刻决定，即

i=o=Ia+Icosθ

∴

一般情况下

i=I（coswt¬

cosθ）（18-26）

当wt=0时，输出集电极电流具有最大振幅

i=Imnx=I（1¬

cosθ）（18-27）

由式（18-25）可得到以下定义：

1当θ＞90°

时，那么cosθ＜0，Ia＞0,对应于AB类工作模式；

2当θ=90°

时，那么cosθ=0，Ia=0，对应于B类工作模式；

3当θ＜90°

时，那么cosθ＞0，Ia＜0，对应于C类工作模式。

周期半余弦输出电流i可由付氏级数展开如下：

（18-28）

式中的直流和基波分量可由下式得到：

（18-29）

（18-30）

具有谐振电路的功放的集电极效率如下式所示：

如果

=1，

=90°

则B类最大集电极效率为：

18.4实际的R微波功放电路图

上图为AB类工作，f=2.5~2.7GHE的微波线性功放。

器件

和

分别在*、负载阻抗为son、sw输出功放电平测得，匹配电路分别使用***变换器和L型变换器，漏极供电电路中，并联了RC电路，以防止高频寄生振荡，为了避免低频振荡，并联足够大的电容。

18.5功率放大器线性化技术

一、前馈线性化技术

图9.34所示为前馈放大器的基本形式和工作原理。

前馈系统（除主放大器外）包含三个定向耦合器、两个移相器和一个辅助误差放大器。

前馈线性电路的工作基于两个等信号的相减，在放大器输出频谱上误差信号抵消。

他的工作原理，在框图上不同的双音测试频谱上，可以清楚地看出。

输入信号分成两个相同的部分，虽然在一般情况下，用于分配过程的“比”不需要相等。

输入定向耦合器分配原输入线性信号成为相同的两个信号，这个原输入信号被放大时，认为没有附加非线性或者有最小附加非线性失真，此信号中的一部分前馈到主放大器输入。

然后，主放大器输出信号的一部分被“耦合器-相减器”所耦合，这个“耦合器-相减器”一般是一个180°

混合器，时延和反相的原信号的一部分与此信号相减。

相减得到的结果是一个误差信号，本质上，该误差信号在理想情况下仅包含主放大器的失真。

这个误差信号反馈到输出定向耦合器-合成器，另一口是主放大器的前馈输出经延迟反相后的输入口。

理想情况，前馈线性系统输出口得到的合成信号是无误差信号的，或者实际上可认为本质上是原输入信号口放大的“翻板”。

图9.34前馈放大器基本工作原理

为了对这种前馈线性化系统进行分析计算，可定义“抵消”，即由每个独立的前馈环与高于开环结构的参考信号抑制功率比。

这样，假设第一个环的上途径和下途径的信号是纯余弦信号，可以写成、

（18.31）

（18.32）

式中，V2m=Vim±

***是幅度偏关；

θ1是相位不平衡。

在环的输出的平均归一化抑制信号功率可由下式计算：

（18.33）

这样，当参考归一化信号定义为

（18.34）

第一个环的抵消性能以分贝单位写出，表达式如下：

（18-35）

式中，是第一个环的振幅不平衡。

类似的，第二个环也分贝表示的抵消可由下式计算：

（18-36）

式中，a2和θ2分别是第二个环中振幅和相位的不平衡。

让我们计算文献[40]中所示的前馈系统参数下第一个环和第二个环的“抵消”。

结果，在第二个耦合器的输出具有抑制载波

第一个环中的抵消可以写成为：

（18-37）

式中，C2是第二个耦合器-相减器的耦合系数；

Pmain是主放大器载波功率电平。

换句话说，第二个环完成的抵消是：

（18-38）

式中，PIM3main是三阶互调分量的功率电平；

PIM3supp是主放大器三阶互调分量功率电平（由于第二个环的校正作用，线性化的输出被抑制）；

L2是第二个环中心延迟线损耗；

T2和T3分别是第二个耦合器和输出耦合器的传输损耗。

整个前馈线性化系统的有效抵消是系统输出所有互调产物的功率电平与开环结构中心互调产物的功率电平之比。

结果，主放大器和误差放大器的互调分量“相同”相加，有效地抵消，分贝表示可以表达成

（18-39）

式中，幅度不平衡a2定义的途径功率增益之比可以写成如下形式：

（18-40）

式中，G2是误差放大器增益；

C3是输出耦合器耦合系数；

IP3main和IP3error分别是主放大器和误差放大器的三阶交截点。

式（39）中的第一项依赖于第二个环可达到的平衡程度，而第二项定义为由第一个环和一些其他的前馈电路参数产生的可能的不平衡。

在特殊情况中，误差放大器具有太低的功率能力，IP3error的值太小，或者输出耦合器有太大的耦合系数，通过主途径损耗（T2、L2、T3）太大，这就增加了振幅和相位不平衡的影响。

当通过主途径的损耗（T2、L2、T3）考虑为忽略的情况下，前馈系统的总效率η与两个放大器的效率、主放大器的效率为ηmain、误差放大器的效率为ηerror之间的关系可以写成下式[41]。

（18-41）

式中，

是主放大器的载波/互调比。

假设优化C3的值，其他参数都固定，得到最大总效率，表达式如下：

（18-42）

下面为一个实例：

前馈线性化技术应用于1.885GHZ的功率放大器，输出功率为37dBm，功率增益为37dB，平坦度为1dB，在30ZHZ工作频带内相位变化5°

[42]。

使用MRF6404器件，在双音测试信号测量下，功率放大器的三阶互调分量仅为¬

24dBc结果，第一个线性化环抵消性能为45dB，实行前馈功率放大器后，三阶互调分量减小到¬

61dBc。

二、预失真线性化技术

为了同时实现高效率和低失真工作，可以使用预失真线性化技术，他对RF输入信号提供正的幅度和负的相位偏移，来补偿内在有源期间的非线性。

图9.35所示为具有预失真线性化器的功率放大器框图，图上还指出了适宜的振幅和相位性能。

一个线性化功率放大器一般包含有为了使之稳定工作的两个隔离器和一个用于调整输入信号电平的衰减器。

图9.35具有预失真线性化器的功率放大器框图

预失真线性化器一种可能的结构是基于使用定向耦合器或混合式功分器，把输入信号分成两个途径：

通过非线性有源器件的非线性途径和线性途径，接着用一个输出耦合器-相减器完成相减[43]。

图9.36所示为这样一种预失真线性化器的框图。

非线性途径包含功率放大器，它完成所要求的正相移的特性。

适当的微带线长度补偿了由有源器件产生的附加相移，而要求的振幅条件由被选择的输出耦合器-相减器的耦合系数来实现。

结果，一个X波段多载波4.5W的功率放大器，线性化器的输入为22dBm，线性化器12dBm输出时的相位偏移达¬

10°

。

图9.36具有输入功率分配的功率放大器框图

具有负相位偏移的正振幅偏移也可以使用在源极上接一个大的电感L3的串联反馈放大器来实现，它的框图（包含匹配电路）如图9.37所示[44]。

所要求的振幅和相位的特性是由于GaAsMESFET跨导gm，栅-源电容Cgs和漏电-源电导Gds的非线性来实现的。

对于具有栅极宽度1.2mm，在Ls=20nH时，gm的非线性贡献的是正的幅度偏移。

同时，只要Ls≥3NH，gm和Gds的非线性贡献是负的相位便移。

Cgs的非线性对幅度和相位的偏移的影响都可以忽略。

结果，工作频率在1.9GHZ具有Ls=16nH的线性化器，在输入偏移2.5dB，相应偏移30°

GaAsMESFET器件偏置在AB类工作，漏-源供电电压2V，情态电流78mA。

应用这种技术到1.9GHZ具有1dB压缩功率为17dBm的MMIC功率放大器，当使用Ω/4相移正交相位键控信号（QPSK）时，可以实现改善ACPR达7dB。

图9.37具有串联反馈电感的线性化量

但是，只有使用具有零漏-源偏置电压的源-地MESFET器件，才有可能实现正规的幅度和负的相位偏移[45]。

图9.38给出了这种线性化器的电路图。

这种情况中，器件的栅极宽度240μm,

在栅偏条件Vg=¬

0.4V时，饱和输出功率20mW,由于漏电-源电阻变化，可实现3dB增益增加，30°

负相位性能。

由于它的简单性，此线性化器可工作在2~12GHZ，并且有好的热稳定性。

这种线性器已用在7GHZ50W固态功率放大器中，在超过15dB的动态范围内，特别是在¬

3dB的功率回退点，改善了噪声/功率比。

图9.38具有零漏-源偏置电压的线性化器

一种简单的二极管线性器能用于改善互调失真。

它由一个串联的肖特基二极管VD1和一个并联电容及两个偏置扼流圈用于直流供电和两个隔直电容组成，如图9.39（a）所示。

随输入功率的增加，它提供正幅度和负相位偏移[46]。

串联二极管的等效电路如图9.39（b）所示，R是二极管等效电阻，Cj是结电容。

随入射输入信号功率增加，二极管正向电流增加，它导致二极管电阻R下降。

在此情况中，在低的正向偏置条件下，二极管电流范围从0.1~1mA，可实现正的幅度和负的相位偏离，在电流为1mA时，相位偏移可达¬

30°

在1.9GHZ的MMIC功率放大器中，应用这种线性化器，对QPSK调制信号可实现ACPR改善高达5dB。

MMIC功率放大器的线性增益为35dB，饱和功率为22.5dBm。

当输出功率小于15dBm时，可实现5dB的改善。

图9.39简单的二极管为基础的线性化器

使用并联肖特基二极管VD1与偏置馈电电阻Rb（见图9.39（c）简化电路）的线性化器可实现类似的ACPR改进[47]。

随着输入功率的增加，由于电阻Rb两端的电压降改变，二极管偏置点改变，又促使二极管正向电流增加，结果，由于二极管电阻R下降，线性化器实现了正的增益和负的相位偏移。

这种线性化器用于2.7GHZ功率放大器，在输出功率34.1dBm时，低静态电流下最大改善了5dB。

另一种改善互调失真的方案是使用功率放大器的输入信号控制晶体管栅极偏置补偿[48]。

图9.40所示为包含有匹配电路的有源器件6GHZMESFET放大器的栅极偏置补偿电路图。

来自二极检波器的检波成分被放大，然后与栅偏压相减。

结果，当输入信号增加时，栅偏压变得更多。

结果是既降低了增益又减少了三阶互调失真产物，三阶互调失真产物的减小比增益的减小更迅速。

结果，当选择最佳偏置点时，AB类工作大信号输入时可改善10dB。

图9.40栅极偏置补偿技术电路图

图9.41所示为频率范围887~925GHZ，研发为CDMA手持机应用的具有自适应预失真器的功率放大器模块[49]。

功率放大器模块框图，额外包含有增益控制块、相位控制块、两个信号包络检波器和一个CMOS集成电路，该集成电路中并有两个用于线性化的振幅-振幅调制（AM/AM）和振幅-相位调制（AM/PM）特性的查询表。

一个双极MOSFET用于对AM/AM特性线性化，它很容易控制第二个栅电压来改变功率增益，范围可大于10dB。

相位控制块中，变容二极管控制的相位范围大于10°

靠产生合适的AM/PM预失真数据，包括双栅MOSFET的相位特性，从PA框图可见，可实现AM/PM总体的线性化。

由于相位随供电电压和温度变化很大（根据测量结果），使用查询表提前预测，来修正初始数据，以减小相位依赖于输入功率的变化是非常有效的。

为了线性化AM/PM特性，自适应预失真器在线性化进程中由查询表来修正数据。

已经发现，可允许的时延，对CDMA信号，必须小于40ns。

结果，使用仅仅对AM/AM为-49dBc。

CMOS集成电路尺寸为2.5mm×

2.5mm，电流消耗大约15mA。

图9.41具有数字自适应预失真的功率放大器框图

9.6MESFET功率放大器的设计

设计FET功率放大器的过程是：

使用近似元件，并按工程要求作出初步设计，再通过数值方法优化初步设计。

用于优化FET功率放大器的数值方法是谐波平衡分析法。

由于甲类放大器是理想的线性元件，他的初步设计可采用线性理论，而乙类功率放大器则不同。

一、甲类放大器的近似设计

设计功率放大器的第一步是选择一个合适的MESFET。

一般来说，当频率低于12GHZ时，高质量FET器件能够产生的输出功率（为栅宽的函数）在1dB压缩点处为0.3W/mm，饱和时为0.5W/mm。

设计放大器时，应把甲类放大器按完全理想的线性元件对待，尽管实际甲类放大器有一定程度的非线性，在作初步设计时仍采用线性放大器理论进行。

设计甲类放大器的一个基本问题是求合适的源和负载阻抗，即在功率放大器中，选负载阻抗以实现所需要的输出功率，而源阻抗必须保证共轭输入匹配。

此外，选择偏置点，以得到适当的功率和效率。

用上节讨论过的负载法来选取负载导纳的实部。

为了选取合适的负载电导，必须考虑对漏电电压和电流的限制。

图8-5示出了功率MESFET的端子I/V特性（即，把Id表示为端子电压Vg8和Vd8的函数而不是内电压Vg和Vd的函数）。

为了精确，一般要求内I/V特性（即函数Id（Vg，Vd）的曲线族）不包括漏和源电阻上的电压降，但这种曲线族无法画出。

由于初步设计都是近似的，所以就用MESFET的端子I/V特性作为内I/V特性的近似。

图8-5MESFET的漏I/V特性和放大器的负载线

最小漏-源电压Vmin由Vg=0.6V的I/V曲线的膝点把它限制到大约1.5V，Imax有类似的限制。

由于开始时V1随Vd的变化以及栅-漏雪崩吉穿的限制，Vd一般不能激励到Id=0那一点。

这样，在Vd的最大值Vmax处有一个漏电流Imin。

直流漏-源电压Vdd应正好选在Vmax和Vmin的正中间，静态直流漏电流Idd也处在Imax和Imin的正中间。

建立这个偏置点的栅偏压直接由I/V读出。

在I/V曲线上画一条与这几个点相连接的负载，则负载电导就等于负载线的斜率，即

8.16

当把一个无封装的MESFET偏置到其饱和区时，它的输出导纳的主要成分是漏-源电容Cds。

由于只希望受控电流两端间呈现电导为GZ的实数负载，所以负载的电纳必须与Cds谐振。

这样，负载导纳的初试估算是

YL=GL-jwCds（8.17）

如果使用封装的MESFET，则由于封装寄生参量的存在使得确定负载阻抗要复杂一些，但受控电流源两端间出现值为GZ的实数电导仍然不变。

由于与电流源并联的负载阻抗为实数，则漏电压∪d（t）的交流部分和负载电流iL（t）=¬

id（t）是相同的。

其输出功率为

8.18

PL的一部分要消耗在漏和源电阻上，所以由于这个原因以及在上一节讨论过的其它原因，式（8.18）的结果还是令人满意的。

在设计良好的MESFET中，这些电阻上的功率损失小于1dB。

当激励电平一直到大约1dB增益压缩点为此，甲类放大器的漏电流的直流值不变。

当放大器被激励进深度饱和时，****波形畸变且其平均电流变化。

低于压缩点，直流功率等于Vdd和Idd的乘积；

高于压缩点，直流功率一般大于Vdd和Idd的乘积，但有更多的直流功率转换为射频输出功率。

因此，可以把静态直流功率视为器件耗散功率的上限。

如果放大器的增益高，并且仅在激励时才让它工作，则器件耗散的功率近似等于输出功率和直流功率之差。

以Pd代表功率耗散，****代表从沟道到底座表面上器件的热阻，则沟道温度

应是

8.19

这里Ta是底座表面的温度。

功率FET放大器的输入端应按共轭匹配进行设计，因此，需要知道MESFEF的输入阻抗。

为此，只需要使用小信号S参量和式（7.5），并在所需要