正激式开关电源的设计.docx
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正激式开关电源的设计
7-3正激式开关电源的设计
中山市技师学院葛中海
由于反激式开关电源中的开关变压器起到储能电感的作用,因此反激式开关变压器类似于电感的设计,但需注意防止磁饱和的问题。
反激式在20〜100W的小功率开关电源方面比较有优势,因其电路简单,控制也比较容易。
而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用,其开关变压器可按正常的变压器设计方法,但需考虑磁复位、同步整流等问题。
正激式适合50〜
250W之低压、大电流的开关电源。
这是二者的重要区别!
7.3.1技术指标
正激式开关电源的技术指标见表7-7所示。
表7-7正激式开关电源的技术指标
项目
参数
输入电压
单相交流220V
输入电压变动范围
160Vac〜235Vac
输入频率
50Hz
输出电压
Vo=5.5V@20A
输岀功率
110W
7.3.2工作频率的确定
工作频率对电源体积以及特性影响很大,必须很好选择。
工作频率高时,开关变压器和输出
滤波器可小型化,过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大,而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
这里基本工作频率f0选200kHz,则
11
T3=5(is
f020010
式中,T为周期,f°为基本工作频率。
7.3.3最大导通时间的确定
对于正向激励开关电源,D选为40%〜45%较为适宜。
最大导通时间toNmax为
tONmax=TDmax(7-24)
Dmax是设计电路时的一个重要参数,它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、
变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。
此处,选Dmax=45%。
由式(7-24),
则有
toNmax=5|1S0.45=2.25(is
正向激励开关电源的基本电路结构如图7-25所示。
**
+
图7-25正向激励开关电源的基本电路结构
7.3.4变压器匝比的计算
1•次级输出电压的计算
如图7-26所示,次级电压V2与电压Vo+Vf+Vl的关系可以这样理解:
正脉冲电压V2与tON
包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形,则矩形的“纵向的高”就是Vo+Vf+Vl,即
VoVlVfT
式中,Vf是输出二极管的导通压降,Vl是包含输出扼流圈L2的次级绕组接线压降。
由此可见,图7-26所示A面积等于B面积,C是公共面积,因此,真正加在负载上的输出
电压VO更小。
图7-26“等积变形”示意图
根据式(7-25),次级最低输出电压V2min为
、/V。
+%+Vf口
V2min一
tONmax
5.58°.55=14V
2.25
式中,Vf取0.5V(肖特基二极管),VL取0.3V。
2•变压器匝比的计算
正激式开关电源中的开关变压器绕组的匝比N为
只起到传输能量[的作用,是真正意义上的变压器,
n=Vl
V2
根据交流输入电压的变动范围160V〜235V,则Vi=200V〜350V,VImin=200V,
VImin
200
〜14.3
V2
min
14
把式(7-25)、(7-25)整合,则变压器的匝比N为
VImin
max
VoVlVf
7.3.5变压器次级输出电压的计算
变压器初级的匝数N1与最大工作磁通密度Bm(高斯)之间的关系为
N1
VImintoNmax
BmS
104
初、次级
(7-26)
所以有
(7-27)
(7-28)
式中,S为磁芯的有效截面积(mm2),Bm为最大工作磁通密度。
输出功率与磁芯的尺寸之间关系,见~~表2-3所示。
根据表2-3粗略计算变压器有关参数,磁芯选EI-28,其有效截面积S约为85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4,最大工作磁通密度Bm
可由图7-27查出。
实际使用时,磁芯温度约为
100C,需要确保Bm为线性范围,因此Bm在3000高斯以下。
■"■Bm为2000高斯。
根据式(7-28),得
N1=V[m]nt°Nmax104=2002.25104〜26.5匝,取整数27匝。
:
BmS200085
因此,变压器次级的匝数N2为
N2=N1/N=N1=27/14.3=1.9匝,取整数2匝。
当N=N1/N2=27/2=13.5。
根据式(7-27),计算最大占空比Dmax为
V。
Vf%N
也就是说,选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝,为了满足最低输入电压时还能保证
输出电压正常,开关电源的最大占空比Dmax约为42.5%,开关管的最大导通时间toNmax约为
2.1S下面有关参数的计算以校正后的Dmax(=42.5%)和toNmax(=2.1卩)。
同时,由式(7-26)
计算的输出最低电压V2min约为14.8V。
7.3.6变压器次级输出电压的计算
1.计算扼流圈的电感量
流经输出扼流圈的电流:
IL如图7-28所示,则厶lL为
式中,L为输出扼流圈的电感(
这里选■Il为输出电流I。
(=20A)的10%〜30%,从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应
等方面考虑,此值比较适宜。
因此,按|L为|。
的20%进行计算。
lL=lO0.2=200.2=4A
由式(7-29),求得
14.8-0.55.5
l|L=2.1〜4.6(iH
4
如此,米用电感量为
4.6□H,流过平均电流为20A的扼流圈。
若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起,如图7-29所示。
在tON期间,V2为幅
度14.8V的正脉冲,VD!
导通期间扼流圈电流线性上升,电感励磁、磁通量增大;在tOFF期间,
V2为幅度Vi'/N的负脉冲(具体分析见下文),VD1截止、VD2导通,扼流圈电流线性下降,电
感消磁,磁通量减小。
输出给负载的平均电流|°为20A。
稳态时,扼流圈的磁通增大量等于减
小量。
2•计算输出电容的电容量
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。
输出纹波电压.:
Ir由.JL以及输出
电容的等效串联电阻ESR①确定,但输出纹波一般为输出电压的0.3%〜0.5%。
「(0.3~0.5} Ir=O==15〜25mV(7-30) 100100 又 •: lr=: lLESR(7-31) 由式(7-31),求得 △lr15~25 ESR=L==3.75〜6.25mQ △Il4 即工作频率为200kHz时,需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。 适用于高频可查电容技术资料,例如,用8200卩F/10V的电容,其ESR值为31mQ,可选6个这样的电容并联。 另外,需要注意低温时ESR值变大。 〜1.16A 流经电容的纹波电流Ic2rms为 (7-32) 因此,每一个电容的纹波电流约为0.2A,因为这里有6个电容并联。 此外,选用电容时还 要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量,使电压稳定的 等效串联电阻”。 ESR的出现导致电容的 ESR,是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写,翻译过来就是 行为背离了原始的定义。 ESR是等效串联”电阻,意味着将两个电容串联会增大这个数值,而并联则会减少之 环路的增益等,它们可能使电容特性改变。 7.3.7恢复电路设计 1•计算恢复绕组的匝数 恢复电路如图7-30所示。 VTi导通期间变压器Ti的磁通量增大,Ti蓄积能量;VTi截止期间释放蓄积的能量,磁通返回到剩磁。 图7-30恢复电路(VT1截止时) 电路中Ti上绕有恢复绕组N3,因此VTi截止期间,原来蓄积在变压器中的能量通过VD4 反馈到输入侧(CI暂存)。 由于VTi截止期间,恢复绕组N3两端的自感电压限制为输入电压V] 的数值,惟其如此,VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。 这时变压器 初级感应电压为 Vi'=NiVi(7-33) N3 式中,Vi是Ni的感应电压,极性为上负下正;Vi是N3的自感电压,极性也是上负下正(等于电源电压)。 若主开关兀件的耐压为 800V,使用率为85%,即V'V|max-8000.85=680V。 V;-680-350=330V 由式(7-33),求得 N3一叫仏=328^匝,取整数29匝。 330 2.计算RCD吸收电路的电阻与电容VTi导通期间储存在Ti中的能量为 EVi2"On Ei 2Li 式中,Li为变压器初级的电感量。 VTi截止期间,初级感应电压使 VD3导通,磁场能转化为电场能,在 掉。 Ri中消耗的热量为 '2 匚MT 2=Ri 因为Ei=E2,联立式(7-34)、 (7-35),整理得 Vi'=2RtVitoN 因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toNmin最短,把上式中的V toNmin,加在VTi上的最大峰值电压Vdsp为 Vdsp=VImax+Vi=VImax 由此,求得R1为 R1=2 Vdsp_i VImax tONmin (7-34) R-i上以热量形式消耗 (7-35) (7-36) I换成Vimax,toN换成 (7-37) (7-38) 又,当输入电压Vimax时,toNmin为 toNmin=toNmaxVz=2.i20i.2八 式(7-38)中,初级的电感量L1是未知数,下面求解。 Al-Value值由磁芯的产品目录提供。 EI(E)-28,H7C4的A1-Value值为5950,则 2 A1-Value=L1/N1(7-39) 由式(7-39),求得L1为 929 L1=5950N110=59502710〜4.3mH 由式(7-38),求得R,为 『6804.3X10’X5X10“ R=212〜28.2kQ 1350.丿(1.2"0) 式中,加在VT1上的最大峰值电压Vdsp取680V。 时间常数R1C1比周期T要大的多,一般取10倍左右,则 T5汉10工 C1=10=103-1773pF R,28.2103 3.计算主绕组感应电压 当Vimax=350V,根据式(7-33),得 、厂27350 V)=〜325V 29 阅读资料 toN即将结束时初级绕组的励 对于正激式开关电源来说,主开关元件导通时变压器励磁,在磁电流I1为VitoN/L1。 开关断开时,变压器需要消磁,恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而 设,励磁能量通过它们反馈到输入侧。 若绕组N1中蓄积的能量全部转移到绕组N3中,开关断开 瞬间“安•匝相等”原理仍然成立,则绕组N3的励磁电流I3为 N3 丨1 把11=VitON/L1代入上式,得 Li 变压器以输入电压V进行消磁。 为消除li=VitON/Li的 励磁电流l1,必要的时间类似I^VitON/Li,即 丨3 tre二L3 vi 把上式L3、l3分别用前两式代入上式,整理得 N1VktoN—=-N1 N3LiViN 为防止变压器磁饱和,必须在开关断开期间变压器完全消磁,则 tre-toFF=i一DT 即 Ni t°N乞i一DT 因此,正激变换器的电压变比限制为 Ni NiN3 7.3.8MOSFET的选用 1.MOSFET的电压峰值 根据式(7-38),计算VT1上的电压峰值Vdsp为 word整理版 图7-31加在主开关元件上的电压Vds波形图7-32主开关元件上的电压与电流波形 2.MOSFET的电流及功耗 根据变压器安匝相等原理,MOSFET的漏极电流平均值G为 lds=lo^=20—-1.48A N127 根据电感电流的变化量为20%,确定Ids的前峰值Ids1和后峰值Ids2分别为 lds1=lds0.9=1.480.9~1.33A Ids2=Ids1.1=1.481.1~1.63A 式中,Ids1、Ids2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流,与电流平均值Ids有10%的差值。 VT1的电压和电流波形如图7-32所示,VT1的总功耗FQ1为 PQ1=6tVIminIds1t13Vds(sat)Ids1Ids2t2VdspIds2t3 (7-40) 式中,Vds(sat)是MOSFET导通电压,一般为在2V以下。 word整理版 米用功率MOSFET计算功耗时应注意: (1)PN结温度Tj越高,导通电阻Rds越大,Tj超过100C时,Rds一般为产品手册中给出值的1.5〜2倍。 (2)功率MOSFET功耗中,由于Rds占的比例比较高,必要时加宽如进行计算。 即在V^x 时,采用toNmin条件,或者Vimin时,采用toNmax条件进行计算。 另外,在toFF期间,由于功率MOSFET的漏极电流极小,其功耗可忽略不计。 因为tONmax=2.1S右采用MOSFET产品手册中给出的上升时间,t3采用下降时间。 这里, 取t1=0.1st3=0.1s贝y t2=2.1-0.1-0.1=1.9is 由式(7-40),求得FQ1为 A PQ1=——2001.330.131.71.331.631.97201.630.15.3W 6汉5 式中,Vds(sat)取1.7V。 结温Tj控制在120C,环境温度最高为50C时,需要的散热器的热阻Rfa为 『■L ± HI^l.li1T LL..\i■<.[ J0o907a503D 垂直紀装环境温度前€ y计算基件 ■————不带防蚀铝 带陆愎捐 5 2 o 2 5 图7-33功耗与温升的关系 7.3.9恢复二极管的选用 恢复二极管选用高压快速二极管,特别注意反向恢复时间要短。 1.VD3的反向耐压 在tON期间VD3反偏,正极相当于接地,加在VD3上的反向电压等于电源电压。 当输入电压 最大时,VD3反偏电压Vrd3=350V。 2.VD4的反向耐压 在tON期间VD4反偏,加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加, 当输入电压最高时,VD4反偏电压Vrd4为 'nJ(29 Vrd4=Vimax汉1+一=350汉1+一I-726V(7-42) 7.3.10输出二极管的选用 输出二极管选用低压大电流SBD,特别注意反向恢复时间要短。 这是因为MOSFET通断时, 由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性,功耗增大的缘故。 1.整流二极管VDi的反向耐压 在toFF期间,由于输出滤波电感反激,续流二极管VD2导通,主绕组Ni感应电压Vi=330V; 次级N2电压加在整流二极管VDi的两端,因此,VDi的反向电压Vrdi为 N22 Vrdi=Vi2=325-24V(7-43) Ni27 实际上,开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。 2•续流二极管VD2的反向耐压 在tON期间VDi导通,加在续流二极管VD2上的反向电压Vrd2与变压器次级绕组电压的最大 值V2max相同,即 (7-44) VD「VD2导通上的电压波 N22 V2max=如ax—=350—-26V 实际上,开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。 加在 形如图7-34所示。 (a)整流二极管VD,两端的电压波形 图7-34 (b)续流二极管VD,两端的电压波形输出二极管电压波形 整流二极管VDi的功耗Pd1为 Pd1=VFIoVrd1Iry丄 tON ♦ 、Vrd1lrr(t)dt (7-45) 续流二极管VD2的功耗Pd2为 Fd2=VF Io守Vrd2Ir 1如 T-nVrd2lrr(t)dt (7-46) 式中,Ir为反向电流, trr为反向恢复时间, 均采用产品手册上给出的数值。 有功耗时, 出二极管的电压和电流波形如 图7-35所示。 (b)续流二极管VD,两端的电压波形 (a)整流二极管VD,两端的电压波形 7.3.11变压器参数的计算 MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值,因此 li=1.48A 正激式开关电源初、次级的电流同相,且均为梯形波。 根据前述梯形波电流的有效值的公式 fDr Ilrms=IlP;31KK 式中,K是梯形波电流的前峰值|1B与后峰值I1P的比值,即K=I1B/I1P。 本电路Ids1就是I1B,Ids2就是I1P,则 K=Idsi/Ids2=0.9Ii/1.1Il〜0.82 初级电流的有效值I1rms为 D,2S42’2 I1rms=1.1Ids1KK2=1.11.481-0.820.822-0.96A 或用简单公式 1呎=Ids'D=1.48、.0.42〜0.96A 次级电流的有效值I2rms为 恢复绕组电流的有效值|3rms为 "也齐0.96監-0-89A 自然风冷时电流密度Jd选为2〜4(A/mm2),强迫风冷时选为3〜5(A/mm2)较适宜。 根 据电流的有效值,变压器初级绕组使用的铜线①0.6,电流密度为3.4(A/mm2),次级绕组使用 的铜线0.39,电流密度为4.8(A/mm2),恢复绕组的铜线0.6,电流密度为3.15(A/mm2)。 7.3.12输出扼流圈的计算 输出扼流圈用磁芯有El(EE)磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。 设计时注意事项与变压器一 样,磁通不能饱和,温升应在允许范围内。 使用的磁芯也与变压器一样,采用EI-28,电感量在 4.6^H以上。 因为流经线圈中的电流为20A,所以,使用0.5mmx9mm的铜条,电流密度为 202 ~4.44A/mm2 0.5x9 采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。 H7C4材料磁芯的间隙与A1-Value之间的关系如 图7-37所示。 由式(7-39),需要的A1-Value值为 24.6汇10"6a A1-Value=L/N=2~12710 62 620 10=12710〜1793高斯 85 3000高斯以下。 查看图7-37所示曲线A1-Value值,可得间隙为1.4mm。 最大磁通密度Bm为 Bm=NI^(A1-Value) S 磁芯的最大磁通密度与变压器一样,需要在 图7-37间隙与A1-Value之间的关系 正激式开关电源设计参数一览见表7-8。 表7-8正激式开关电源设计参数一览 项目 参数 工作频率 f 200kHz 占空比 Dmin U|max=155VToNmin=1.35gsD=27.0% Dmax UImin=100VTONmax=2.09gSD=41.8% 输岀功率 Po 100W 变压器 初级 匝数N1 电感量 电流平均值Ids 电流有效值I1rms 绕组结构 电流密度 27匝 4.3mH 1.48A 0.96A ①0.6 2 3.4A/mm 次级绕组 匝数 电感量 电流平均值Io 电流有效值I2rms 绕组结构 电流密度 2匝 — 20 12.95A ①0.3汇9 2 4.8A/mm 恢复绕组 匝数 电感量 电流平均值 电流有效值 绕组结构 电流密度 29匝 — 1.38A 0.89A ①0.6 2 3.15A/mm 型号 有效截面积S 剩磁通密度Bm 最大磁通密度Bm EI-28 2 85mm 1000高斯 3000高斯 开关管 漏-源极最高电压Udsp 功率损耗Pq1 热阻Rfa 400V 7.3W 122C/W 输岀滤波电感 匝数 导线 电感量 电流 电流密度 磁通密度Bm 6匝 0.5mm汇9mm 4.6gH 20A 2 4.4A/mm 1793 磁芯 反向电压Vrdl 整流二极管VDt 24V 续流二极管VD2 最大反向电压Vrd2 26V 恢复二极管VD3 最大反向电压Vrd3 350V 恢复二极管VD4 最大反向电压Vrd4 726V
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