经典开关电源设计原理及设计全程.docx
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经典开关电源设计原理及设计全程.docx
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经典开关电源设计原理及设计全程
经典开关电源设计原理及设计全程
摘要:
开关电源是利用现代电力电子技术,操纵开关管开通和关断的时刻比率,维持稳固输出电压的一种电源,开关电源一样由脉冲宽度调制(PWM)操纵IC和MOSFET组成。
关键字:
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一、概论
是利用现代,操纵开关管开通和关断的时刻比率,维持稳固输出电压的一种电源,开关电源一样由脉冲宽度调制()和组成。
开关电源和线性电源相较,二者的本钱都随着输出功率的增加而增加,但二者增加速度各异。
线性电源本钱在某一输出功率点上,反而高于开关电源,这一点称为本钱反转点。
随着电力电子技术的进展和创新,使得开关电源技术也在不断地创新,这一本钱反转点日趋向低输出电力端移动,这为开关电源提供了广漠的进展空间
电源有如人体的心脏,是所有电设备的动力。
但电源却不像心脏那样形式单一。
因为,标志电源特性的参数有功率、电源、频率、噪声及带载时参数的转变等等;在同一参数要求下,又有体积、重量、形态、效率、靠得住性等指标,人可按此去"塑造"和完美电源,因此电源的形式是极多的。
随着电力电子技术的高速进展,电力电子设备与人们的工作、生活的关系日趋紧密,而电子设备都离不开靠得住的电源,进入80年代运算机电源全面实现了开关电源化,率先完成运算机的电源换代,进入90年代开关电源接踵进入各类电子、电器设备领域,程控互换机、通信、电子检测设备电源、操纵设备电源等都已普遍地利用了开关电源,更增进了开关电源技术的迅速进展。
开关电源是利用现代电力电子技术,操纵开关晶体管开通和关断的时刻比率,维持稳固输出电压的一种电源,开关电源一样由脉冲宽度调制(PWM)操纵IC和MOSFET组成。
开关电源和线性电源相较,二者的本钱都随着输出功率的增加而增加,但二者增加速度各异。
线性电源本钱在某一输出功率点上,反而高于开关电源,这一本钱反转点。
随着电力电子技术的进展和创新,使得开关电源技术在不断地创新,这一本钱反转点日趋向低输出电力端移动,这为开关电源提供了普遍的进展空间。
一样电力要通过转换才能符合利用的需要。
转换的例子有:
交流转换成直流,高电压变成低电压,大功率中取小功率等等。
开关电源的工作原理是:
1.交流电源输入经整流滤波成直流;
2.通太高频PWM(脉冲宽度调制)信号操纵开关管,将那个直流加到开关变压器低级上;
3.开关变压器次级感应出高频电压,经整流滤波供给负载;
4.输出部份通过必然的电路反馈给操纵电路,操纵PWM占空比,以达到稳固输出的目的。
开关电源设计全进程
1目的
希望以简短的篇幅,将公司目前设计的流程做介绍,假设有介绍不妥的地方,请不吝指教。
2设计步骤:
2.1绘线路图、PCBLayout.
2.2变压器计算。
2.3零件选用。
2.4设计验证。
3设计流程介绍(以DA-14B33为例):
3.1线路图、PCBLayout请参考资识库中说明。
3.2变压器计算:
变压器是整个电源供给器的重要核心,因此变压器的计算及验证是很重要的,以下即就DA-14B33变压器做介绍。
3.2.1决定变压器的材质及尺寸:
依据变压器计算公式
B(max)=铁心饱合的磁通密度(Gauss)
Lp=一次侧电感值(uH)
Ip=一次侧峰值电流(A)
Np=一次侧(主线圈)圈数
Ae=铁心截面积(cm2)
B(max)依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDKFerriteCorePC40为例,100℃时的B(max)为3900Gauss,设计时应考虑零件误差,因此一样取3000~3500Gauss之间,假设所设计的power为Adapter(有外壳)那么应取3000Gauss左右,以幸免铁心因高温而饱合,一样而言铁心的尺寸越大,Ae越高,因此能够做较大瓦数的Power.
3.2.2决定一次侧滤波电容:
滤波电容的决定,能够决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,能够做较大瓦数的Power,但相对价钱亦较高。
3.2.3决定变压器线径及线数:
当变压器决定後,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一样以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温昇记录为准。
3.2.4决定Dutycycle(工作周期):
由以下公式可决定Dutycycle,Dutycycle的设计一样以50%为基准,Dutycycle假设超过50%易致使振荡的发生。
NS=二次侧圈数
NP=一次侧圈数
Vo=输出电压
VD=二极体顺向电压
Vin(min)=滤波电容上的谷点电压
D=工作周期(Dutycycle)
3.2.5决定Ip值:
Ip=一次侧峰值电流
Iav=一次侧平均电流
Pout=输出瓦数
效率
PWM震荡频率
3.2.6决定辅助电源的圈数:
依据变压器的圈比关系,可决定辅助电源的圈数及电压。
3.2.7决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力):
依据变压器的圈比关系,能够初步计算出变压器的应力(Stress)是不是符合选用零件的规格,计算时以输入电压264V(电容器上为380V)为基准。
3.2.8其它:
假设输出电压为5V以下,且必需利用TL431而非TL432时,须考虑多一组绕组提供Photocoupler及TL431利用。
3.2.9将所得资料代入公式中,如此可得出B(max),假设B(max)值太高或太低那么参数必需从头调整。
3.2.10DA-14B33变压器计算:
输出瓦数13.2W(3.3V/4A),Core=EI-28,可绕面积(槽宽)=10mm,MarginTape=?
2.8mm(每边),剩余可绕面积=4.4mm.
假设fT=45KHz,Vin(min)=90V,?
=0.7,P.F.=0.5(cosθ),Lp=1600Uh
计算式:
变压器材质及尺寸:
l
由以上假设可知材质为PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可绕面积(槽宽)=10mm,因MarginTape利用2.8mm,因此剩余可绕面积为4.4mm.
假设滤波电容利用47uF/400V,Vin(min)暂定90V.
决定变压器的线径及线数:
ψ的线
电流密度=
可绕圈数=
ψ的线
电流密度=
假设利用4P,那么
电流密度=
可绕圈数=
决定Dutylcycle:
假设Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(利用schottkyDiode)
决定Ip值:
决定辅助电源的圈数:
假设辅助电源=12V
ψ的线
可绕圈数=
决定MOSFET及二次侧二极体的Stress(应力):
MOSFET(Q1)=最高输入电压(380V)+=
Diode(D5)=输出电压(Vo)+x最高输入电压(380V)=
Diode(D4)=
其它:
因为输出为3.3V,而TL431的Vref值为2.5V,假设再加上photocoupler上的压降约1.2V,将使得输出电压无法推动Photocoupler及TL431,因此必需另外增加一组线圈提供回授途径所需的电压。
ψ线,那么
可绕圈数=,因此可将NA2定为4Tx2P
变压器的接线图:
3.3零件选用:
零件位置(标注)请参考线路图:
(DA-14B33Schematic)
3.3.1FS1:
由变压器计算取得Iin值,以此Iin值(0.42A)可知利用公司共用料2A/250V,设计时亦须考虑Pin(max)时的Iin是不是会超过保险丝的额定值。
3.3.2TR1(热敏电阻):
电源启动的刹时,由於C1(一次侧滤波电容)短路,致使Iin电流专门大,尽管时刻很短暂,但亦可能对Power产生损害,因此必需在滤波电容之前加装一个热敏电阻,以限制开机刹时Iin在Spec之内(115V/30A,230V/60A),但因热敏电阻亦会消耗功率,因此不可放太大的阻值(不然会阻碍效率),一样利用SCK053(3A/5Ω),假设C1电容利用较大的值,那么必需考虑将热敏电阻的阻值变大(一样利用在大瓦数的Power上)。
3.3.3VDR1(突波吸收器):
当雷极发生时,可能会损坏零件,进而阻碍Power的正常动作,因此必需在靠AC输入端(Fuse之後),加上突波吸收器来爱惜Power(一样经常使用07D471K),但假设有价钱上的考量,可先忽略不装。
3.3.4CY1,CY2(Y-Cap):
Y-Cap一样可分为Y1及Y2电容,假设ACInput有FG(3Pin)一样利用Y2-Cap,ACInput假设为2Pin(只有L,N)一样利用Y1-Cap,Y1与Y2的不同,除价额外(Y1较昂贵),绝缘品级及耐压亦不同(Y1称为双重绝缘,绝缘耐压约为Y2的两倍,且在电容的本体上会有"回"符号或注明Y1),此电路因为有FG因此利用Y2-Cap,Y-Cap会阻碍EMI特性,一样而言越大越好,但须考虑漏电及价钱问题,漏电(LeakageCurrent)必需符合安规须求(3Pin公司标准为750uAmax)。
3.3.5CX1(X-Cap)、RX1:
Ω1/4W)。
3.3.6LF1(CommonChoke):
EMI防制零件,要紧阻碍Conduction的中、低频段,设计时必需同时考虑EMI特性及温昇,以一样尺寸的CommonChoke而言,线圈数愈多(相对的线径愈细),EMI防制成效愈好,但温昇可能较高。
3.3.7BD1(整流二极体):
将AC电源以全波整流的方式转换为DC,由变压器所计算出的Iin值,可知只要利用1A/600V的整流二极体,因为是全波整流因此耐压只要600V即可。
3.3.8C1(滤波电容):
由C1的大小(电容值)可决定变压器计算中的Vin(min)值,电容量愈大,Vin(min)愈高但价钱亦愈高,此部份可在电路中实际验证Vin(min)是不是正确,假设ACInput范围在90V~132V(Vc1电压最高约190V),可利用耐压200V的电容;假设ACInput范围在90V~264V(或180V~264V),因Vc1电压最高约380V,因此必需利用耐压400V的电容。
Re:
开关电方设计过祘
3.3.9D2(辅助电源二极体):
整流二极体,一样经常使用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V),二者要紧不同:
1.耐压不同(在此处利用不同无所谓)
2.VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V)
3.3.10R10(辅助电源电阻):
要紧用於调整PWMIC的VCC电压,以目前利用的3843而言,设计时VCC必需大於8.4V(Min.Load时),但为考虑输出短路的情形,VCC电压不可设计的太高,以避免当输出短路时不爱惜(或输入瓦数过大)。
3.3.11C7(滤波电容):
辅助电源的滤波电容,提供PWMIC较稳固的直流电压,一样利用100uf/25V电容。
3.3.12Z1(Zener二极体):
当回授失效时的爱惜电路,回授失效时输出电压冲高,辅助电源电压相对提高,现在假设没有爱惜电路,可能会造成零件损坏,假设在3843VCC与3843Pin3脚之间加一个ZenerDiode,当回授失效时ZenerDiode会崩溃,使得Pin3脚提早抵达1V,以此可限制输出电压,达到爱惜零件的目的。
Z1值的大小取决於辅助电源的高低,Z1的决定亦须考虑是不是超过Q1的VGS耐压值,原那么上利用公司的现有料(一样利用1/2W即可)。
3.3.13R2(启动电阻):
提供3843第一次启动的途径,第一次启动时透过R2对C7充电,以提供3843VCC所需的电压,R2阻值较大时,turnon的时刻较长,但短路时Pin瓦数较小,R2阻值较小时,turnon的时刻较短,短路时Pin瓦数较大,一样利用220KΩ
3.3.14R4(LineCompensation):
高、低压补偿用,使3843Pin3脚在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一样利用750KΩΩ1/4W之间)。
3.3.15R3,C6,D1(Snubber):
此三个零件组成Snubber,调整Snubber的目的:
1.当Q1off刹时会有Spike产生,调整Snubber能够确保Spike可不能超过Q1的耐压值,2.调整Snubber可改善EMI.一样而言,D1利用1N4007(1A/1000V)EMI特性会较好。
R3利用2WM.O.电阻,C6的耐压值以两头实际压差为准(一样利用耐压500V的陶质电容)。
3.3.16Q1(N-MOS):
目前常利用的为3A/600V及6A/600V两种,6A/600V的RDS(ON)较3A/600V小,因此温昇会较低,假设IDS电流未超过3A,应该先以3A/600V为考量,并以温昇记录来验证,因为6A/600V的价钱高於3A/600V许多,Q1的利用亦需考虑VDS是不是超过额定值。
3.3.17R8:
R8的作用在爱惜Q1,幸免Q1呈现浮接状态。
3.3.18R7(Rs电阻):
3843Pin3脚电压最高为1V,R7的大小须与R4配合,以达到高低压平稳的目的,一样利用2WM.O.电阻,设计时先决定R7後再加上R4补偿,一样将3843Pin3脚电压设计在0.85V~0.95V之间(视瓦数而定,假设瓦数较小那么不能太接近1V,以避免因零件误差而顶到1V)。
3.3.19R5,C3(RCfilter):
滤除3843Pin3脚的杂讯,R5一样利用1KΩ1/8W,C3一样利用102P/50V的陶质电容,C3假设利用电容值较小者,重载可能不开机(因为3843Pin3刹时顶到1V);假设利用电容值较大者,或许会有轻载不开机及短路Pin过大的问题。
3.3.20R9(Q1Gate电阻):
R9电阻的大小,会阻碍到EMI及温昇特性,一样而言阻值大,Q1turnon/turnoff的速度较慢,EMI特性较好,但Q1的温昇较高、效率较低(主若是因为turnoff速度较慢);假设阻值较小,Q1turnon/turnoff的速度较快,Q1温昇较低、效率较高,但EMI较差,一样利用51Ω-150Ω1/8W.
3.3.21R6,C4(操纵振荡频率):
Ω1/8W周密电阻,振荡频率约为45KHz.
3.3.22C5:
功能类似RCfilter,要紧功用在於使高压轻载较不易振荡,一样利用101P/50V陶质电容。
3.3.23U1(PWMIC):
3843是PWMIC的一种,由PhotoCoupler(U2)回授信号操纵DutyCycle的大小,Pin3脚具有限流的作用(最高电压1V),目前所用的3843中,有KA3843(SAMSUNG)及UC3843BN(S.T.)两种,二者脚位相同,但产生的振荡频率略有不同,UC3843BN较KA3843快了约2KHz,fT的增加会衍生出一些问题(例如:
EMI问题、短路问题),因KA3843较难买,因此新机种设计时,尽可能利用UC3843BN.
3.3.24R一、R1一、R1二、C2(一次侧回路增益操纵):
3843内部有一个ErrorAMP(误差放大器),R一、R1一、R1二、C2及ErrorAMP组成一个负回授电路,用来调整回路增益的稳固度,回路增益,调整不适当可能会造成振荡或输出电压不正确,一样C2利用立式积层电容(温度持性较好)。
3.3.25U2(Photocoupler)
光耦合器(Photocoupler)要紧将二次侧的信号转换到一次侧(以电流的方式),当二次侧的TL431导通後,U2即会将二次侧的电流依比例转换到一次侧,现在3843由Pin6(output)输出off的信号(Low)来关闭Q1,利用Photocoupler的缘故,是为了符合安规需求(primacytosecondary的距离至少需5.6mm)。
3.3.26R13(二次侧回路增益操纵):
操纵流过Photocoupler的电流,R13阻值较小时,流过Photocoupler的电流较大,U2转换电流较大,回路增益较快(需要确认是不是会造成振荡),R13阻值较大时,流过Photocoupler的电流较小,U2转换电流较小,回路增益较慢,尽管较不易造成振荡,但需注意输出电压是不是正常。
3.3.27U3(TL431)、R1五、R1六、R18
调整输出电压的大小,,输出电压不可超过38V(因为TL431VKA最大为36V,假设再加Photocoupler的VF值,那么Vo应在38V以下较平安),TL431的Vref为2.5V,R15及R16并联的目的使输出电压能微调,且R15与R16并联後的值不可太大(尽可能在2KΩ以下),以避免造成输出不准。
3.3.28R14,C9(二次侧回路增益操纵):
操纵二次侧的回路增益,一样而言将电容放大会使增益变慢;电容放小会使增益变快,电阻的特性那么恰好与电容相反,电阻放大增益变快;电阻放小增益变慢,至於何谓增益调整的最正确值,那么能够Dynamicload来量测,即可取得一个最正确值。
3.3.29D4(整流二极体):
因为输出电压为3.3V,而输出电压调整器(OutputVoltageRegulator)利用TL431(Vref=2.5V)而非TL432(Vref=1.25V),因此必需多增加一组绕组提供Photocoupler及TL431所需的电源,因为U2及U3所需的电流不大(约10mA左右),二极体耐压值100V即可,因此只需利用1N4148(0.15A/100V)。
3.3.30C8(滤波电容):
因为U2及U3所需的电流不大,因此只要利用1u/50V即可。
3.3.31D5(整流二极体):
输出整流二极体,D5的利用需考虑:
以DA-14B33为例,输出电流4A,利用10A的二极体(Schottky)应该能够,但经点温昇验证後发觉D5温度偏高,因此必需换为15A的二极体,因为10A的VF较15A的VF值大。
耐压部份40V体会证後符合,因此最後利用15A/40VSchottky.
3.3.32C10,R17(二次侧snubber):
D5在截止的刹时会有spike产生,假设spike超过二极体(D5)的耐压值,二极体会有被击穿的危险,调整snubber可适当的减少spike的电压值,除爱惜二极体外亦可改善EMI,R17一样利用1/2W的电阻,C10一样利用耐压500V的陶质电容,snubber调整的进程(264V/63Hz)需注意R17,C10是不是会过热,应幸免此种情形发生。
3.3.33C11,C13(滤波电容):
二次侧第一级滤波电容,应利用内阻较小的电容(LXZ,YXA…),电容选择是不是洽当可依以下三点来判定:
3.3.34R19(假负载):
适当的利用假负载可使线路更稳固,但假负载的阻值不可过小,不然会阻碍效率,利历时亦须注意是不是超过电阻的额定值(一样设计只利用额定瓦数的一半)。
3.3.35L3,C12(LC滤波电路):
LC滤波电路为第二级滤波,在不阻碍线路稳固的情形下,一样会将L3放大(电感量较大),如此C12可利用较小的电容值。
4设计验证:
(可分为三部份)
设计实验时期应该养成记录的适应,记录能够验证明验结果是不是与电气规格相符,以下即就DA-14B33设计时期验证做说明(验证项目视规格而定)。
4.1.1电气规格验证:
4.1.1.13843PIN3脚电压(fullload4A):
4.1.1.2DutyCycle,fT:
4.1.1.3Vin(min)=100V(90V/47Hzfullload)
4.1.1.4Stress(264V/63Hzfullload):
Q1MOSFET:
4.1.1.5辅助电源(开机,满载)、短路Pinmax.:
4.1.1.6Static(fullload)
Pin(w)Iin(A)Iout(A)Vout(V)P.F.Ripple(mV)Pout(w)eff
4.1.1.7FullRange负载(0.3A-4A)
(验证是不是有振荡现象)
4.1.1.8回授失效(输出轻载)
ê90V/47Hz
ê264V/63Hz
4.1.1.9O.C.P.(过电流爱惜)
4.1.1.10Pin(max.)
H=4A,t1=25ms,slewRate=0.8A/ms(Rise)
L=0.3A,t2=25ms,slewRate=0.8A/ms(Full)
90V/47Hz
264V/63Hz
4.1.1.12HI-POTtest:
HI-POTtest一样可分为两种品级:
DA-14B33属於输入3PINHI-POTtest为1500Vac/1minute.
4.1.1.13Groundingtest:
输入为3Pin(有FG者),一样均要测接地阻(Groundingtest),安规规定FG到输出线材(输出端)的接地电阻不能超过100MΩ(2.5mA/3Second)。
设计实验定案後(暂定),需针对整体温昇及EMI做评估,假设温昇或EMI无法符合规格,那么需从头实验。
温昇记录请参考附件,D5原先利用BYV118(10A/40VSchottkybarrier肖特基二极管),因温昇较高改成PBYR1540CTX(15A/40V)。
4.1.1.15EMI测试:
EMI测试分为二类:
Conduction(传导干扰)
Radiation(幅射干扰)
前者视标准不同而有不同(FCC:
450K-30MHz,CISPR22:
150K-30MHz),前者可利用厂内的频谱分析仪验证;後者(范围由30M-300MHz,那么因厂内无设备必需到实验室验证,Conduction,Radiation测试资料请参考附件).
4.1.1.16机构尺寸:
设计时期即应付机构尺寸验证,验证的项目包括:
PCB尺寸、零件限高、零件禁置区、螺丝孔位置及孔径、外壳孔寸…,假设设计时期无法验证,那么必需在样品时期验证。
4.1.2样品验证:
样品制作完成後,除温昇记录、EMI测试外(是不是需从头验证,视情形而定),每一台样品都应通过验证(包括电气及机构尺寸),现在期的电气验证能够以ATE(Chroma)测试来完成,ATE测试必需与电气规格相符。
4.1.3QE验证:
QE针对工程部所提供的样品做验证,工程部应提供以下交件及样品供QE验证。
开关电源的优缺点
一、功耗小,效率高。
在开关电源电路中,晶体管V在鼓励信号的鼓励下,它交替地工作在导通-截止和截止-导通的开关状态,转换速度专门快,频率一样为50kHz左右,在一些技术先进的国家,能够做到几百或近1000kHz.这使得开关晶体管V的功耗很小,电源的效率能够大幅度地提高,其效率可达到80%.
二、体积小,重量轻。
从开关电源的原理框图能够清楚地看到那个地址没有采纳笨重的工频变压器。
由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后,又省去了较大的散热片。
由于这两方面缘故,因此开关电源的体积小,重量轻。
3、稳压范围宽。
从开关电源的输出电压是由鼓励信号的占空比来调剂的,输入信号电压的转变能够通过调频或调宽来进行补偿。
如此,在工频电网电压转变较大时,它仍能够保证有较稳固的输出电压。
因此开关电源的稳压范围很宽,稳压成效专门好。
另外,改变占空比的方式有脉宽调制型和频率调制型两种。
开关电源不仅具有稳压范围宽的优势,而且实现稳压的方式也较多,设计人员能够依如实际应用的要求,灵活地选用各类类型的开关电源。
滤波的效率大为提高,使滤波电容的容量和体积大为减少。
开关电源的工作频率目前大体上是工作在50kHz,是线性稳压电源的1000倍,这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍;即便采纳半波整流后加电容滤波,效率也提高了500倍。
在相同的纹波输出电压下,采纳开关电源时,滤波电容的容量只是线性稳压
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