李瑞永磁直驱风力发电系统的共直流母线并联策略.docx
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李瑞永磁直驱风力发电系统的共直流母线并联策略
永磁直驱风力发电系统的共直流母线并联策略
导师:
徐殿国博士生:
李瑞(08B906017)
(哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨150001)
1开题后博士论文进展情况
在参阅大量国内外相关文献的技术上,已确定系统拓扑结构及控制策略,并完成了10
kW实验平台的搭建,实现了满功率并网发电。
1.1研究的目的和意义
目前很多风力发电机功率已达近10MW,而在永磁直驱风力发电系统中,发电机需要
通过全功率变流器并网,由于现代电力电子器件容量的限制,如此大的能量很难通过单套变
流器输送到电网。
为了突破这一限制,并联技术在风力发电中逐渐成为研究热点。
它可以在
不增加单个功率开关管电流应力的条件下使总电流成倍增加,从而使研发更高功率等级的风
电变流器产品成为现实。
在风机功率一定的情况下,通过并联技术可以使用低功率等级的功率开关器件,从而大大降低生产成本。
同时,并联方案便于进行模块化设计,缩短了生产周
期,并拓宽了功率模块的使用范围。
而且采用载波相移(carrierphaseshift,CPS)技术后,可
以使并联后总电流的谐波大大降低,进而可以减小滤波器等级,降低了生产成本。
此外,并
联方案使得N+1冗余设计成为现实,大大提高了系统的可靠性,结合热拔插技术,使其具有更大的优势。
在单套变流器系统中,由于没有零序环流通道,不存在环流问题,但在并联型系统中,如果存在环流通道,就会引起严重的环流问题。
环流只在并联的变流器之间流动,它的存在
增加了损耗,降低了系统效率,并使功率开关管发热严重,甚至使其烧毁。
而且环流会引起
不均流问题,从而使功率开关器件承受的电流应力不均衡,影响其使用寿命,并限制了整套
系统容量的增加。
同时环流会使三相电流产生畸变,使得总谐波畸变率(totalharmonic
distortion,THD)增大,导致风电系统不能满足并网要求。
此外,高频环流会带来严重的电磁干扰(electromagneticinterface,EMI)问题。
消除环流主要有两种方法。
一是硬件上消除环流通道,一是软件上采用适当的控制方法
对环流加以抑制。
传统上常采用硬件方式,它的典型方案是交流侧带隔离变压器的并联型脉宽调制(pulsewidthmodulation,PWM)整流器。
隔离变压器的使用,阻断了交流侧环流回路,消除了环流,此外,通过变压器副边结构形式的不同,可以消除特定次谐波,降低了对电网的污染。
但隔离变压器在工频下工作,通常体积、重量很大,并使系统的成本大大增加,显然不适合大功率永磁直驱风电系统。
文献《并联背靠背PWM变流器在直驱型风力发电系
统的应用》提出了独立直流母线的拓扑结构,在硬件上消除了环流通道,解决了环流问题,使得系统控制起来相对简单,但这种拓扑结构只适用于具有电隔离作用的六相电机,当电机
为常用的三相电机时仍存在严重的环流问题,且机侧环流与网侧环流相互耦合,限制了其使
用场合。
此外这种拓扑结构由于直流母线分开,增加了系统的体积,不利于模块化设计,而且必须对两母线电压分别加以控制,增加了电压传感器的数量和控制的复杂性。
文献《Cross
currentcontrolforparalleloperatingthreephaseinverter》、《Acontrolmethodforparallel-connectedmultipleinvertersystems》将并联变换器当作一个整体来控制,从控制方法上抑制了环流,但这种方式控制复杂,当更多模块并联时很难实现。
针对上述问题,本文提出了一种永磁直驱风电系统的新型拓扑,建立了它的平均模型,
分析了其存在的环流问题,证明了新型拓扑结构机侧环流和网侧环流是互相独立的,并阐明
了环流产生的根本机理,即环流是由并联变换器三相桥臂占空比零轴分量的不一致造成的。
将其输出分别补偿到三相桥臂占空比上,在不增加硬
解决了环流引起的不均流、波形畸变等问题,提高
10kW永磁直驱风电平台上进行了仿真及实验验证,
在上述基础上提出了一种环流控制器,件开销的基础上抑制了机侧和网侧环流,了系统的可靠性和效率。
最后,对一组证明了上述模型及控制策略的正确性。
1.2系统拓扑结构
直驱型变速恒频风力发电系统的共直流母线拓扑如图1所示,每套变流器系统为背靠背
的PWh变流器,两套结构相同的系统共直流母线,发电机为常用的三相PMSGC、C2为直流
母线电容,起到滤波、储能和稳压作用;Lgi、Lg2为发电机侧三相电感,Li、L12为网侧三相
电感,它们在滤波的同时还起到防止母线短路的作用,增大它们的值可以在一定程度上减小
高频环流,但对低频环流的抑制效果有限,而且在兆瓦级风电变流器中,电感量的增大会大
大增加系统体积、重量和成本,因此在确定Lgi、Lg2、Li、L12时,应在满足要求的情况下尽
量小。
图1系统拓扑结构
1.3环流分析
1.3.1三相静止坐标系下环流分析
为了对并联型系统进行环流分析,首先需要对每相桥臂进行等效,将其转换为平均模型。
在变换器的一个开关周期内,由于时间很短,可认为流过电感的电流"、直流母线电压Uc
保持不变。
因此,根据平均值原理,一个开关周期内,每相桥臂中点的电压u、流过上桥臂
u=dUdc
i=diL
可以得到机侧变换器、
(1)
⑵
网侧变换器的每相桥臂的平
功率开关管的电流i可分别表示为
式中d为每相桥臂占空比。
由式
(1)、
(2)
均模型,分别如图2(a)、(b)所示:
+
C=«_Udc
+
Udc_・C
(a)机侧变换器每相桥臂平均模型(b)网侧变换器每相桥臂平均模型
Lg、L分别为机侧和
图2每相桥臂的平均模型
图中虚线框部分分别为机侧变换器和网侧变换器每相桥臂的平均模型,
网侧三相电感,ig、ii分别为机侧和网侧线电流,Ug、U1分别为机侧和网侧每相桥臂中点电
压,dg、di分别为机侧和网侧每相桥臂占空比,C为直流母线电容。
为了分析并联型永磁直驱风电系统环流产生的根本机理,可将PMS(看作电势分别为ega、
egb、egc的三相电压源,同时结合图2,可以得到并联型系统的平均模型,如图3所示。
图中
igak、igbk、igck(k=1,2)侧三相输入电流;dgak、dgbk、dgck(k=1,2)
分别为两机侧变换器三相桥臂占空比;Rk(k=1,2)为两机侧变换器包含电感电阻在内的每相
线路电阻;Ck(k=1,2)为直流母线电容;Uc为直流母线电压;eia、eb、eic分别为电网三相电压;iiak、iibk、iick(k=i,2)分别为两网侧变换器交流侧三相输出电流;diak、dbk、dick(k=i,
2)分别为两网侧变换器三相桥臂占空比;Rk(k=1,2)为两网侧变换器包含电感电阻在内的每
相线路电阻。
在单套系统中,由于不存在环流路径,即使有零序电压存在也不会引起环流,但在并联
型系统中存在着两条环流路径,如图3所示,这两条路径为低阻抗回路,即使零序电压很小,
也会产生很大的环流。
图3中igz、iiz分别为机侧和网侧环流,且
i--i
'gzgzi
—_I—I
gz2ga1
--(iga2
'igb2'igc2)
iz2=hai'iibi*iici=一(iia2'iib2'iic2)
igbi
'T~.
Igcl
Rg2
Lg2
gbiUdc
Rgi
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C2
iib2
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Q
dgc2Ud彳dgb2Udfdga2Ud^dg^igc2dgb2igb2dga2iga2
gz2
dia2iia2
22ib2iib^带ic:
iic^dia2Ud^d
iiz2
L|2
dib2Udcdic2Udc
图3三相静止坐标系下并联型系统的平均模型
根据图3所示平均模型,由基尔霍夫电压、
电流定律可得由占空比表示的状态空间方程:
d
dt
"igai
igbi
Jgci
-i
Lgi
—dgaiUdc—Unog'
_dgbiUdc-Unog
iga21
iga21
!
『ga-dgazUdc-UN°g1
igb2
i
-(Rg2
igb2
—
8gb—dgb2Udc—UNOg)
Lg2
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igc2
-
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egc—dgc2Udc—UNOg
一dg^Udc-UNOg
ddt
Tiia^£Ti
iibi
J』ciJ-dic2」」ic2」
dUdc
dt
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iibi=~(Rii.iLi
Jici」
+diaiUdc+UNOi+dibiUdc+UNOi+diciUdc+UNOi
(8)
ila21
Ila21
[
—Qa+dla2Udc+UNOl1
ilb2
1
—1
=L(R2
ilb2
-
—Qb+dlb2Udc+UNOl)
Ll2■
』C2_
—
l
—Qc+dlc2Udc+UNOl
ddt
(9)
1.3.2同步旋转坐标系下环流分析
为简化控制系统设计,需要将三相静止坐标系下的数学模型转换为同步旋转坐标系下的数学模型。
在进行坐标变换时,通常采用二维坐标变换,即abc/dq变换,从而在二维空间
实现对系统的控制。
二维坐标变换是以三相电流之和为零为前提的,对于本文所提拓扑结构,
由于存在零序分量,由常规的二维变换得到的d轴、q轴分量是不准确的,且无法得到z轴
分量,即使变换后得到的d轴分量和q轴分量达到控制要求,交流侧三相电流也会产生严重
的畸变,导致不均流、EMI等问题。
为解决上述问题,
本文采取三维坐标变换,即
abc/dqz
变换,变换矩阵如下式所示:
coscctcos(灼t一2兀/3)
2
T=一-sinot-sin(CCit—2兀,3)
-1/Q1/42
cos(cct+2兀/3)
-sin(3t+2馆/3)
(10)
1/Q」
式中•为同步角速度。
需要指出,与二维变换相比,三维坐标变换需要增加一路电流传感器,以实现三维空间中各个控制量的准确获取。
三相静止坐标系中物理量和同步旋转坐标系
中物理量的关系可表示为:
xq#
Xz
了r
=T/aXbXc
(11)
因此,根据式(5)-(9)描述的三相静止坐标系下并联型系统的数学模型,可以得到同步旋转坐标系下并联型系统的数学模型:
dUdc
dt
iddt
Jgz!
一
gd1
igq1
—阳'igdJ_0Tg0「
Lg1
igq1
g一L°
-
1
00|igq1+-
L
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egd—dgd1Udc
egq—dgq1Udc
egz—dgz1Udc—3UNOg
(12)
d
dt
■jgd21
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2
Lg2
'igdJ「0-8g0卩
igq2-COg00|Igq2
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2C1C2I
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dt
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dgq1
Tdgz1J
dld2dlq2
Jfgz2
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egd—dgd2Udcegq_dgq2Udc-dgz2Udc-3U
NOg
(13)
igd1
igq1
42.
igz1
&j
Tdlz2;
dgd2
dgq2
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丘.
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2ilq2ilz2
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-—i.
-3
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(14)
-ed+dld1Udc
Vq+d]q1Udc
[虫吃*deUdc*3UNOl
(15)
ddt
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Ll2
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ilq2
•,l0
00
几八1
Iilq21匚
」Liiz2」
-eid-did2Udc
-eiq'dlq2Udc
diz2Udc■3UNOl
(16)
式中•g、r分别为PMS酮步角速度和电网同步角速度,egz、eiz分别为机侧和网侧电势零轴
分量,dgzk(k=1,2)分别为两机侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量,dzk(k=1,2)分别为
两网侧变换器三相桥臂占空比的零轴分量,即
egz=ega
-egb-egc
(17)
(18)
(19)
elz=环+eb+ec
dgzkrdgak-dgbk-dgck,(k=1,2)
dlzk=dgk■dlbk■dlck,(k=1,2)(20)
由式(12)-(16)可以得到并联型系统的平均模型,如图4所示。
可以看出,机侧环流与
网侧环流是互相独立的,对于机侧环流,它是由两机侧变换器三相桥臂占空比零轴分量的不一致造成的,即dgz1^dgz2,通过调节dgz1或dgz2可以到达调节机侧环流的目的。
对于网侧环
流可以得到相同的结论。
机侧环流和网侧环流可进一步分别表示为:
digz
dt
Rg1Rg2.
igz
Lg1'Lg2
dgz1-dgz2
Udc
Lg1'Lg2
(21)
diiz
dt
Ri1'Ri2iiz
LI1'Ll2
diz1-diz2•上圧Udc
Ll1'LI2
(22)
'-gLg2igq2
&1”
H.■f
igd1,
igd2
‘Rg;
■.■dgd1Udc
1
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:
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gLg1igq1Lg1
I_rdgz2Udc
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2dgd1igd1
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3
2dgq1igq1
1,,dlz1ilz1dlq1ilq1
J"Rg1
igq1igq2
Rg2
-dgq1Udc
-egq
dgq2Udc"L
—
igz1igz2
3d
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I2
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R2
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lLl1ilq1
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L|2
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1Ri2R1A
Ldiz2Udc宀."亠•'diz1Udc
R2
iiq2igq1
eq
Li1'iLi1iid1
•$diq2Udc
3..
did2I|d2
图4同步旋转坐标系下并联型系统的平均模型
1.4控制策略
并联型永磁直驱风电系统的控制策略如图5所示。
首先,基于上述数学模型,针对空间
矢量脉宽调制(spacevectorpuisewidthmoduiation,SVPWM)设计了环流控制器。
由于机
侧环流与网侧环流是互相独立的,因此在设计机侧和网侧环流控制器时可独立考虑。
对于机
侧环流控制器,由于igz=igz1=-igz2,只要抑制机侧其中一个变换器的环流,另一机侧变换器
的环流就自然得到抑制,本文针对上机侧变换器设计了环流控制器。
首先电流传感器测量上
机侧变换器的三相电流,由式(10)所示变换矩阵可以得到零轴电流信号,送入环流控制器后
作为反馈信号,给定为0,经PI调节后作为环流控制器的输出分别补偿到三相桥臂占空比
dga1、dgb1、dgc1上,从而调整dgz1,达到抑制环流的目的。
同时,在补偿dga1、dgb1、dgc1时,应
满足补偿量小于T°/4,T为SVPWI调制方式中一个开关周期内零矢量的作用时间,以保证在
抑制环流的同时不影响其它控制量。
网侧环流控制器的设计同机侧环流控制器。
PMSG勺转子位置角0g由多重化滑模算法得到,解决了传统滑模算法的抖振问题,且不
牺牲其鲁棒性,实现了转子的精确定位。
为最大捕获风能,使用最大功率点追踪(maximum
powerpointtracking,MPPT)技术,其输出经权重分配后,分别作为两机侧变换器的q轴
电流给定,同时,两变换器的d轴电流给定一般为零,以保证在容量一定的情况下变换器向
直流侧输出有功功率的能力最大。
网侧上下两并联变换器使用共同的电压外环、单独的电流内环,即电压环的输出经权重
分配后,分别作为两网侧变换器的d轴电流给定。
在变换器容量一定的情况下,为最大地将
风能输送到电网,两变换器q轴电流给定一般为零,实现风电系统的单位功率因数并网。
控
制中所需的电网角度0i由数字锁相环(phaselockedloop,PLL)得到。
tg
abc/az
'gd1
0
电流环控制器
转子位置观
测器
ug円
igqref
电流权i重分配
Ugal
HI:
4[3
THTI:
T
igb1
ilb1
ug
WM
gq1ref
控制器
Uga2
Ula
■ld2
ilq2“
igq2
MPPT
4abc/dqz
Lg2
电流环控制器
电流环控制器
igd2ref
igq2ref
igk
电流环一控制器Mref
+dq;
占a
+0q;
■+a
Ugqi
Ugq2
Ulq2
Ll2
0•
ilq1
ild2
igdl讣U,
Udcref
ila1
ilq2ref
吨QtQ斗
0abc/dqz]
g卩1igqi
ilzi
Iabc/dqz
图5系统控制策略
igb2
igc2
gz1ref
环流
控制器
lz1lzlref
dlk2
sVPWM
Ln
Ulb
Ulc
P
ilq1ref
ild1
Uldi卩
0q;
厂丁Ulq1
莘
円Ul
dq?
*-
—电流权ild2ref重分配
ildref
电压环
控制器
UdF
1.5仿真分析
为了验证上述模型及控制策略的正确性,本文对一组永磁直驱风电平台进行了仿真验证,仿真参数如下:
机侧电抗器Lgi=Lg2=2mH网侧电抗器Li=Ll2=4mH直流母线电容
C=C=6800^F,PMSG勺主要参数为:
额定频率26.67Hz,额定转速200r/min,额定电压230V,额定功率10kW极对数8,定子相电阻0.45Q,同步电感0.005H,转子磁链幅值0.8Wb。
图6(a)为不采用环流控制时两机侧变换器的a相电流和机侧ZSCC的实验波形,可以看
出,此时机侧zsccrn大,两机侧变换器电流波形畸变严重,且存在两机侧变换器不均流的问题。
图6(b)为采用环流控制时两机侧变换器的a相电流和机侧ZSCC的实验波形,可以看
出,此时机侧ZSCC得到了很好的抑制,基本在零附近,机侧变换器电流正弦性较好,且波形一致,实现了两并联机侧变换器的均流。
图7(a)为不采用环流控制时两网侧变换器的a相电流和网侧ZSCC的实验波形,可以看
出,此时网侧ZSCC很大,两网侧变换器电流波形畸变严重,且存在网机侧变换器不均流的问题。
图7(b)为采用环流控制时两网侧变换器的a相电流和网侧ZSCC的实验波形,可以看
出,此时网侧ZSCC得到了很好的抑制,基本在零附近,网侧变换器电流正弦性较好,且波形一致,实现了两并联网侧变换器的均流。
图8(a)为不采用环流控制时单个机侧变换器的三相电流实验波形,可以看出,机侧变换器三相交流电流畸变严重,且存在三相不对称问题。
图8(b)为采用环流控制时单个机侧
变换器的三相电流实验波形,可以看出,此时机侧变换器电流三相对称,正弦性良好。
图9(a)为不采用环流控制时单个网侧变换器的三相电流实验波形,可以看出,网侧变
换器三相交流电流畸变严重,且存在三相不对称问题。
图9(b)为采用环流控制时单个网侧
变换器的三相电流实验波形,可以看出,此时网侧变换器电流三相对称,正弦性良好。
40
-40
0.60°
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0.6280.64660.664
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0.75060.77140.7922
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0.60~~0.6258~0.6466~0.6674~0.6882
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- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
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- 永磁 风力 发电 系统 直流 母线 并联 策略