反激式开关电源毕业设计.docx
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反激式开关电源毕业设计
反激式开关电源毕业设计
1引言
随着电力电子技术的发展,电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切,而电子设备都离不开可靠的电源,进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化,率先完成计算机的电源换代,进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域,程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源,更促进了开关电源技术的迅速发展。
2开关电源概述
2.1开关电源的产生与发展
随着大规模和超大规模集成电路的快速发展,特别是微处理器和半导体存储器的开发利用,孕育了电子系统的新一代产品。
显然,那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。
取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。
隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。
它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。
早在70年代,随着电子技术的不断发展,集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。
这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。
随着半导体技术的高度发展,高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。
而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础,适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生,其功能不断完善,集成化水平也不断提高,外接元件越来越少,使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化,成本也不断下降。
目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。
近年来高反压Mos大功率管的迅速发展,又将开关电源的工作频率从20kHz提高到兆Hz,其结果是使整个开关电源的体积更小,重量更轻,效率更高。
开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平,使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。
当然开关电源能被工业所接受,首先是它在体积、重量和效率上的优势。
在70年代后期,功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。
到1980年,功率在50w以上就具有竞争力了。
随着开关电源性能的改善,到80年代后期,电子设备的消耗功率在20w以上,就要考虑使用开关电源了。
过去,开关电源在小功率范围内成本较高,但进入90年代后,其成本下降非常显著。
当然这包括了功率元件,控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。
此外,能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一。
2.2隔离式高频开关电源
隔离式开关电源的变换器具有多种形式。
主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等等。
在设计电源时,设计者采取那种变换器电路形式,主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。
各种形式的电源电路的基本功能块是相同的,只是完成这些功能的技术手段有所不同。
隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器,直流稳压是从变压器次级绕组的脉冲电压整流滤波而来。
开关电源的基本功能方框如图1所示。
在图1中,交流线路电压无论是来自电网的,还是经过变压器降压的.首先要经过整流、滤波电路变成含有固定脉动电压成分的直流电压,然后进入高频变换部分。
高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件,比如开关晶体管、场效应管(MOSFET)等元件,高频变换部分产生高频(20kHz以上)高压方波,所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级,在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。
为了调节输出电压,使得在输入交流和输出负载发生变化时,输出电压能保持稳定,通常在这里采用一个叫做脉冲宽度调制器(PWM)的电路,通过对输出电压采样,并把采样的结果通过光隔反馈给控制电路,控制电路把它与基准电压进行比较,根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比),达到调整输出电压的目的。
图1隔离式开关稳压电源工作流图
3输入电路
3.1EMI滤波器设计原理
在开关电源应用于交流电网的场合,整流电路往往导致输入电流的断续,这除了大大降低输入功率因数外,还增加了大量高次谐波。
同时,开关电源中功率开关管的高速开关动作(从几十kHz到数MHz),形成了EMI(electromagneticinterference)骚扰源。
从已发表的开关电源论文可知,在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰,传导干扰还会注入电网,干扰接入电网的其他设备。
减少传导干扰的方法有很多,诸如合理铺设地线,采取星型铺地,避免环形地线,尽可能减少公共阻抗;设计合理的缓冲电路;减少电路杂散电容等。
除此之外,可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。
图2EMI/EMC树形图(发射和敏感度)
在开关电源中,主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt,因而电磁发射EME(ElectromagneticEmission)[1]通常是宽带的噪声信号,其频率范围从开关工作频率到几MHz。
所以,传导型电磁环境(EME)的测量,正如很多国际和国家标准所规定,频率范围在0.15~30MHz。
设计EMI滤波器,就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。
基于上述标准,通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。
在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。
简言之,EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求:
1,规定要求的阻带频率和阻带衰减;(满足某一特定频率fstop有需要Hstop的衰减);2,对电网频率低衰减(满足规定的通带频率和通带低衰减);3,低成本。
传导型EMI噪声包含共模(CM)噪声和差模(DM)噪声两种。
共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间,其产生来源被认为是两电气回路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等;差模噪声存在于交流相线(L、N)之间,产生来源是脉动电流,开关器件的振动电流以及二极管的反向恢复特性。
这两种模式的传导噪声来源不同,传导途径也不同,因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计。
显然,针对两种不同模式的传导噪声,将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的,这将有利于确定那种模式的噪声占主要部分,并相应地体现在对应的滤波器设计过程中,实现参数优化。
3.2EMI滤波器设计方法
CM级和DM级都是对称(平衡)的[1]。
从整流桥出来的噪声和进入LISN的噪声来看,效果上等同于两个级联的LC滤波器【3】(对DM和CM噪声而言)。
这种滤波器可以得到良好的高频衰减。
滤波器通常放在输入整流桥之前,因为滤波器在这个位置可以同时抑制整流桥二极管产生的噪声。
图3电源输入滤波器
EMI对地漏电流Iy=2πFCVc,其中f为电网频率,Vc为Y电容上的压降,因此C3和C8,C5和C9上的压降Vc=48/2=24(V),所以,Cy=Iy/2πVcF,为了避免致命电击的发生,流入设备的总电流有效值为0.5mA,这是工业默认的设计值,这里取0.3mA作为计算值,
因此,
Cy总=Iy/2πVcF=0.3*10-4/(2*π*24*50)=39.8nF。
考虑到电源的输入电容如果太大,会造成电源启动时有难以预测的浪涌大电流,而且考虑到不同频段的高频信号,所以C3和C8均取值为10nF,C5和C9均取值为2.2nF。
四个电容并联值=10*2+2.2*2=24.4<39.8nF,符合安全设计要求。
中功率变换器的CM扼流环电感量的实际范围通常是10mH~50mH(每股线圈)。
DM扼流环通常则小得多,DM扼流环的电感范围通常为0.5mH~1mH。
因此,本电源中的CM扼流环L0取值为45mH,而DM扼流环L2和L5分别取值为1mH。
L1和L4为它的潜在漏感,每个绕组的漏感在原理上是非耦合的,所以她们没有任何共同的磁路。
因此CM扼流环的漏感与其他扼流环不一样,电感差分不会相互抵消。
漏感的优点在于它是高效的无磁心电感,因此它永远都不会饱和,无论输入电流水平如何都可以保证基于漏感的DM扼流环的效率。
线间电容成为X电容,传统的离线式X电容是由专门的金属化薄膜和纸构成的,而Y电容是专门的圆片陶瓷电容。
由于薄膜电容比大部分陶瓷电容对温度,电压,时间等有更好的稳定性,此外,如果是“金属化”的结构,它们还具有“自恢复”特性。
陶瓷电容自身没有自恢复特性,但是陶瓷Y电容专门用于任何情况下都不允许短路失效的场合,因此,本电源中的C3,C5,C8,C9是Y电容,而C6,C7是X电容。
4反激式变换器的设计
4.1确定Vz
假设输入电压为36V~48V,纹波率r=0.4【1】。
最大输入电压时,加在变换器上的整流直流电压
Vinmax=√2*VACmax=√2*48=67.8V
MOSFET额定电压为500V,故在Vinmax处,必须保留至少50V的裕量,此种情况下,漏极电压不能超过450V,于是漏极电压为V漏,于是有
V漏≤450V
选择标准的400V瞬态抑制二极管Vz。
4.2匝数比
假设12V输出二极管正向压降为0.6V,则匝数比为
n=Vinmax/(Vo+Vd)=67.8/(12+0.6)=5.38
这里取n=5。
4.3占空比
由于输入电压增加时,占空比降低,则1-D增加,要保持IL*(1-D)=Io不变,IL就要相应地减少,可以得出电感的直流电流随输入电压的增加而减少。
因此要在最小输入电压Vinmin(即Dmax)下设计变压器,这是它最恶劣的情况。
变换器最小直流整流电压为:
Vinmin=√2*VACmin=√2*36=50.9V
忽略变换器输入端的电压纹波,此即变换器的直流输入。
故可得最小输入电压时占空比为
D=n*Vo/(Vin+n*Vo)=5*12/(50.9+5*12)=0.54
很明显,这值是100%效率的理论估计值。
实际上会使用其他方法以计算更准确的D值,最终将忽略该理论值。
此值为工作情况下的Dmax。
当变换器供电电压下降时,占空比就会增大以保持调整电压,根据掉电后需要维持输出电压的工作频率周期调节,选择合适的输入电容与控制器的最大占空比限制Dlim。
Dlim的典型值约为90%,根据经验,电容值的选择要考虑纹波电流,因此对于几十瓦的开关电源,输入电容一般在100uF以内,这里取10uF/400V。
4.4一次与二次有效负载电流
若将24W的输出功率集中在一个等效的12V单输出上,则可得12V输出负载电流为:
Io=24/12=2A
一次输出点电压为Vz,负载电流为Iz,其中:
Iz=Io/n=2/5=0.4A
实际工作的占空比很重要,因为占空比若有小幅度的上升,(从理论值上100%的效率),将可导致工作的峰值电流及其相应磁场能量均有较大增量。
由输入功率:
Pin=Po/效率=24/0.7=34.2W
于是可得平均输入电流:
Iin=Pin/Vin=34.2/50.9=0.673A
平均输入电流与实际占空比D直接相关,因为Iin/D为一次电流斜波中心值,且其值与Ilr相等,于是有
Iin/D=Iz/(1-D)
解得:
D=Iin/(Iin+Iz)=0.673/(0.4+0.673)=0.62
此占空比值更准确
4.5一次与二次电流斜波实际中心值
二次电流斜波中心值为:
Il=Io/(1-D)=2/(1-0.62)=5.26A
一次电流斜波中心值为:
Ilr=Il/n=5.26/5=1.05A
4.6峰值开关电流
根据以上Ilr值,可得所选电流纹波率情况下的峰值电流:
Ipk=(1+r/2)*Ilr=1.2*1.05=1.26A
根据此估计值,即可设定控制器的最大电流值。
4.7伏秒数
输入电压为Vinmin时
Von=Vin=50.9V
导通时间为:
Ton=D/f=0.62/30000=21us
所以伏秒数为:
Et=Von*Ton=50.9*21=1.07Vms
4.8一次电感
因为需要降低高频铜耗,减少变压器体积等各种原因,通常将r值设定为0.4左右。
根据“L*I”规则,一次电感为:
Lp=Et/(Ilr*r)=1.07/(1.05*0.4)=2.55mH
4.9磁心选择
设计磁性元件与特制或成品电感不同,须加气隙以提高磁心的能量存储能力。
若无气隙,磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。
但对应所需r值,还应确保L值的大小。
故若所加气隙太大,则必然导致匝数增加,这将增大绕组的铜耗。
另外,增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。
故此时必须就实用进行折中选择,通常采用以下公式(一般应用于铁氧体磁心)
Ve=0.7*(2+r)2*Pin/(r*f)cm3
其中f的单位为kHz。
由前面可得:
Ve=0.7*(2.4)2*34.2/(0.4*30)=4.79cm3
于是开始选择这个(或更大)的磁心。
在EI-30中可以找到,其等效长度和面积在他的规格说明中已经给出:
Ae=1.51cm2
le=6.5cm
则可得其体积为:
Ve=Ae*le=1.51*6.5=9.815cm3
大于所需尺寸,满足要求。
4.10匝数
电压相关方程
B=LIT/NA
使B与L相关联。
由于给定频率(L*I方程)的r和L表达式等效,故结合这些公式,磁通密度变化取最大值(通过r),即可得到非常有用的关于r(MKS单位)的电压相关方程式:
N=(1+2/r)*Von*D/(2*Bpk*Ae*f)
所以若无材料的磁导率,磁隙等信息,只要已知磁心Ae与其磁通密度变化范围,仍能得到所求的匝数值。
对于大多数的铁氧化体磁心,不管有没有磁隙,磁通密度变化都不能超过0.3T,所以求解N为(此处N为np,一次绕组的匝数):
np=(1+2/0.4)*242*0.68/(2*0.3*1.11*10-4*30000)=94匝
下一步需验证此值是否适合磁心的窗口面积,还有是否适合骨架,隔离带,安全胶带,二次绕组和套管等。
通常在反激式变换器中这些都不成问题。
如果要减少匝数N,则可以采取以下方法——增大纹波系数r,或者是减少占空比(例如选择较低的Vz),或者是取更高的磁通密度变化值(可选择新材料实现),还可以增加磁心面积。
采用后者时,最好不要增大体积,因为这样可能会导致过设计。
但可以肯定,改变磁导率和气隙不能解决问题。
12V输出的二次绕组匝数为:
ns1=np/n=94/5=18.8匝
12V副供电绕组的二次匝数为
ns2=ns1=18.8匝
其中假定输出二级管的压降为0.7V。
匝数值需为整数,因此np取100,ns1取20,ns2取20。
4.11磁隙
最后,必须要考虑到材料的磁导率,L与磁导率相关的方程有
L=u*uo*Ae*N2*H/(le*z)
其中,z为气隙系数
z=(le+u*lg)/le
此处的z可取不小于1(无气隙)的任何值。
例如z值可以为10,能提高无气隙磁心的10倍的能量(此时电感系数和有效磁导率ue=u*uo/z以相同的倍数降低)。
大气隙虽然有很到的好处,但是根据r的选则如果想要保持一定的L值,就不得不充分地增加匝数。
如前所述,匝数的增加就可能导致在可用的窗口面积内无法安装这么多的绕组,而且也会增加很大的铜耗。
所以对于铁氧体材料的气隙变压器,z在10~20是比较好的折中选择。
根据要求可得出:
z=uuoAeN2/Lle=(1800*4π*10-7*1.51*10-4*1002)/(9.45*10-3*6.5*10-2)
可得:
z=10.4
最后,求解气隙长度:
z=10.4=(6.5+2000lg)/6.5,所以lg=0.305mm
一般来说,如果使用中心柱气隙变压器,中心柱上的总气隙长度就必须等于上述的计算值,而不管中心柱是否接地。
而由于本实验是在两边磁柱上插入气隙,则两边的气隙垫片就必须为上述计算值的一半,这样才能得到所需的总气隙长度。
4.12导线规格与铜皮厚度选择
电感中电流波动相对较平滑,但在变压器中,绕组中电流需要瞬间完全停止从而使其他绕组导通,只要安匝数能保持一定,磁心不在乎各个绕组何时通过电流,因为只要有总的安匝数能决定磁心中磁场能量。
但绕组本身却必须考虑这些情况,此时电流是脉冲形的,边沿陡峭且高频。
正因为这些原因,反激变压器绕组选择合适的导线厚度时,就必须考虑集肤深度。
高频电磁场很强,其间的电子强烈地互相排斥,使得电流都聚集在导体的表面,此种聚集程度随着系数√f的增大而加深。
虽然我们用厚导线来减少铜耗,但是导线横截面很大部分就有可能没有电流流过。
因为电流流动引起的电阻与电流流过或是能流过的面积成反比,所以这种电流聚集就会使有效铜阻增大。
此电流引起的电阻称为交流电阻。
它是频率的函数,也是集肤深度的函数。
必须选择更优的导线直径,既不浪费变压器宝贵内部空间,又不降低效率,使得导线横截面积更好地利用。
选择之后,若需要通过比横截面所能承受的更大电流,则应用此种导线多股并绕。
定义集肤深度ζ为导体表面到电流密度为表面的1/e处的距离。
在非高频情况下,表面的电流密度与穿过整个铜线的电流密度等值。
对指数曲线取较理想的近似值,则可认为表面的电流密度值一直保持不变,直到集肤深度时,才改变且之后急速将为0.这是因为指数曲线有一个有趣的特性,从0到无穷大曲线下的面积等于经过1/e点的长方形面积。
当使用圆形导线时,如果选择导线直径为集肤深度两倍,则表示导线内部到表面无大于集肤深度的空间,导线面积可充分利用。
这种情况下,认为导线有等于直流电阻的交流电阻值,
只要导线用这样的方法选择,就不需要考虑高频效果了。
5反馈电路
5.1UC3843简介
开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。
传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术,而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。
相比电压型PWM,电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率,系统的稳定性和动态特性也得以明显改善,特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。
电流型PWM集成控制器已经产品化,极大推动了小功率开关电源的发展和应用,电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。
Unitrode公司推出的UC3843系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表[2]。
Unitrode公司的UC3843是一种高性能固定频率电流型控制器,包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元,其结构图如下图4所示。
图4UC3843内部图
各管脚功能简介如下:
1脚COMP是内部误差放大器的输出端,通常此脚与2脚之间接有反馈网络,以确定误差放大器的增益和频响。
2脚FEEDBACK是反馈电压输入端,此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压(一般为+2.5V)进行比较,产生控制电压,控制脉冲的宽度。
3脚ISENSE是电流传感端。
在外围电路中,在功率开关管(如VMOS管)的源极串接一个小阻值的取样电阻,将脉冲变压器的电流转换成电压,此电压送入3脚,控制脉宽。
此外,当电源电压异常时,功率开关管的电流增大,当取样电阻上的电压超过1V时,UC3843就停止输出,有效地保护了功率开关管。
4脚RT/CT是定时端。
锯齿波振荡器外接定时电容C和定时电阻R的公共端。
5脚GND是接地。
6脚OUT是输出端,此脚为图滕柱式输出,驱动能力是±lA。
这种图腾柱结构对被驱动的功率管的关断有利,因为当三极管VTl截止时,VT2导通,为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路,加速功率管的关断。
7脚Vcc是电源。
当供电电压低于+8.4V时,UC3843不能启动,此时耗电在1mA以下。
输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。
芯片工作后,输入电压可在+8.2~+30V之间波动,低于+7.6V停止工作。
工作时耗电约为15mA,此电流可通过副绕组提供。
8脚VREF是基准电压输出,可输出精确的+5V基准电压,电流可达50mA。
UC3843的电压调整率可达0.01%,工作频率为500kHz,启动电流小于1mA,输入电压为8.2~30V,基准电压为4.9~5.1V,工作温度为0~70℃,输出电流为1A。
5.2UC3843工作描述
UC3843系列是专门设计用于离线和直流—直流变换器应用的高性能,固定频率,电流模式控制器,为设计者提供使用最少外部原件的高性能价格比的解决方案。
5.2.1振荡器
振荡器频率由定时原件Rt和Ct选择值决定。
电容Ct由5V的参考电压通过电阻Rt充电,充至约2.8V,再由一个内部的电流放电至1.2V,在Ct放电期间,振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电平,这导致输出为低状态,从而产生了一个数量可控的输出静区时间。
尽管许多Rt和Ct值都可以产生相同的振荡器频率,但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。
振荡器门限是温度补偿的,放电电流在Tj=250C时被微调并确保在正负10%之内,这些内部电路的优点使振荡器频率及最大输出占空比变化最小。
在很多噪声敏感应用中,可能希望将变压器频率锁定至外部系统时钟上。
为了可靠锁定,振荡器自震频率应设定为比时钟频率低10%左右。
通过修整时钟波形,可以实现准确输出占空比钳位。
5.2.2误差放大器
提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。
此放大器具有90dB的典型直流电压增益和具有570相位余量的1MHz的增益为1带宽。
同相输入在内部偏置于2.5V而不经过管脚引出。
典型情况下变压器输出电压通过一个电阻分压器分压,并由反向输入监视。
最大输入偏置电流为-0.2uA,它将引起输出电压误差,后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。
误差放大器输出(管脚1)用于外部回路补偿,输出电压因两个二极管压降而失调(约1.4V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分。
这将在管脚1处于其最低状态,保证在输出(管脚6)不出现驱动脉冲。
这发生在电源正在工作并且负载被取消时,或者在软启动过程的开始。
最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(0.5mA)和达到比较器1V钳位电平所需要的输出电压。
5.2.3电流取样比较器和脉宽调制锁存器
UC3843作为电流模式控制器工作,输出开关导通由振荡器起始,当峰值电感电流到达误差放大器输出/补偿(管脚1)建立的门限电平时中止。
这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。
所用的电流取样比较器—脉宽调制锁存器配置确保在任何给定的振荡器周期内,仅有一个单脉冲出现在输出端。
电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。
此电压由电流取样输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。
在正常的工作条件下,峰值电感电流由管脚1上的电压控制,其中:
Ipk=(Vpin1-1.4V)/3Rs
当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时,异常的工作条件将出现。
在这些条件下,电流取样比较器门限将被内部钳位至1V,因此最大峰值开关电流为:
Ipk=1V/Rs
当设计一个大功率开关稳压器时为了保持Rs的功耗在一个合理的水平上希望降低内部钳位电压。
可以使用2个外部二极管连接管脚4来补偿内部二极管,以便在温度范围内有固定钳位电压。
如果Ipkmax钳位电压降低过多,将导致由于噪声拾取而产生不误操作。
通常在电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲,当输出负载变轻时,它可能会引起电源不稳定,这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。
在电流取样输入端增加一个RC滤波器,使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间,通常将消除不稳定。
5.2.4欠压锁定
采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前,集成电路已经完全可用。
正电源Vcc和参考输出Vref各由分离的比较器监视。
每个都具有内部的滞后,以防在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。
Vcc比较器上下门限为8.4V/7.6V。
Vref比较器高低门限为3.6V/3.4V。
UC3843A准备应用于更低电
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