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通信原理实验指导书
通信原理实验指导书
2012.05
实验一各种模拟信号源实验
实验内容
1.测试各种模拟信号的波形。
2.测量信号音信号的波形。
一.实验目的:
1.熟悉各种模拟信号的产生方法及其用途
2.观察分析各种模拟信号波形的特点。
二、电路工作原理
模拟信号源电路用来产生实验所需的各种音频信号:
同步正弦波信号、非同步正弦波信号、话音信号、音乐信号等。
(一)同步信号源(同步正弦波发生器)
1.功用
同步信号源用来产生与编码数字信号同步的2KHz或1KHz正弦波信号,作为增量调制编码、PCM编码实验的输入音频信号。
在没有数字存贮示波器的条件下,用它作为编码实验的输入信号,可在普通示波器上观察到稳定的编码数字信号波形。
2.电路原理
图1-1为同步正弦信号发生器的电路图。
它由2KHz(或1KHz)方波信号产生器(图中省略了)、高通滤波器、低通滤波器和输出电路四部分组成。
图1-1同步正弦信号发生器电路图
2KHz(或1KHz)方波信号由CPLD可编程器件U101内的逻辑电路通过编程产生。
TP104为其测量点。
U107C及周边的阻容网络组成一个截止频率为ωL的二阶高通滤波器,用以滤除各次谐波。
U107D及周边的阻容网络组成一个截止频率为ωH的二阶低通滤波器,用以滤除基波以下的杂波。
两者组合成一个2KHz(或1KHz)正弦波的带通滤波器只输出一个2KHz(或1KHz)正弦波,TP107为其测量点。
输出电路由BG102和周边阻容元件组成射极跟随器,起阻抗匹配、隔离与提高驱动能力的作用。
W104用来改变高通滤波器反馈量的大小,使其工作在稳定的状态,W105用来改变输出正弦波的幅度。
(二)非同步信号源(非同步正弦波发生器)
1.功用
非同步信号源是一个简易正弦波信号发生器,它可产生频率为0.3~10KHz(使用范围0.3~3.4KHz)的正弦波信号,输出幅度为0~2V。
可利用它定性地观察通信话路的频率特性,同时用作增量调制、脉冲编码调制实验的音频信号源。
2.工作原理
非同步信号源的电路图如图1-2所示。
它由一个正弦波振荡器和一级输出电路组成。
正弦波振荡器由U107A、U107B和R、C元件组成。
R103、C101为反馈元件。
调节W101、W102可改变其振荡频率在0.3~3.4KHz间变化。
调整W103可使输出(TP108处测)在0~2V间变化。
输出电路由BG101及RC元件组成,它是一级射极跟随器,起隔离、阻抗匹配和提高驱动能力的作用。
图1-2非同步正弦波信号发生器电路图
(三)话筒输入电路(麦克风电路)
1.功用:
话筒电路用来给驻极体话筒提供直流工作电压。
2.原理:
话筒电路如图1-3所示,VCC经分压器向话筒提供约2.5V工作电压,讲话时话筒与R101上的电压发生变化,其电压变化分量即为话音信号,经E101耦合输出,送往模拟信号输入选择电子开关。
送模拟信号输入选择开关
图1-3话筒电路图
(四)音乐信号产生电路
1.功用
音乐信号产生电路用来产生音乐信号送往音频终端电路,以检查话音信道的开通情况及通话质量。
2.工作原理
音乐信号产生电路见图1-4。
音乐信号由U109音乐片厚膜集成电路产生。
该片的1脚为电源端,2脚为控制端,3脚为输出端,4脚为公共地端。
VCC经R117、D101向U109的1脚提供3.3V电源电压,当2脚通过K105输入控制电压+3.3V时,音乐片即有音乐信号从第3脚输出,经E105送往模拟信号输入选择电子开关。
送模拟信号输入选择开关
图1-4音乐信号产生电路图
(五)外加模拟信号输入电路
在一些特殊情况下,简易正弦波信号发生器不能满足实验要求,就要用外加信号源提供所需信号。
例如要定量地测试通信话路的频率特性时需要使用频率与电平、输出阻抗都很稳定的频率范围很宽的音频测试信号,这就需要外接音频信号产生器或函数信号发生器。
外加模拟信号输入电路为它们提供了连接到实验的接口电路。
(六)模拟电话输入电路
图1-5是用PBL38710/1电话集成电路组成的电话输入电路,J103是手柄的送话器接口。
讲话时话音信号从TIPX与RINGX引脚输入,经U112内部话音信号传输处理后从VTX与RSN引脚输出。
输出信号分两路,一路经K103的1-2送往PCM
(一)编码器或经K103的2-3送往PCM
(二)编码器;另一路经K104的1-2或2-3送往话路终端接收滤波电路的J105,选择后从音信号输出电路的喇叭输出话音。
三、实验内容
1.用示波器在相应测试点上测量各点波形:
同步信号源、非同步信号源、电话输入电路、话音输入电路、外加模拟信号输入电路。
2.熟悉上述各种信号的产生方法、来源及去处,了解信号流程。
图1-5电话输入电原理图
四、实验步骤
1.用示波器测量TP106、TP107、TP108、TP109、TP110、TP112、TP113、TP114等各点波形。
2.测量音乐信号时用K105接通+3.3V,令音乐片加上控制信号,产生音乐信号输出。
五、各测量点波形
TP106:
2KHz或1KHz方波,因为有源低通滤波器的元件参数选择以2KHz为主。
因此正常工作时用2KHz正弦波,正常时,K101设置在2-3。
对1KHz信号的滤波效果要差一些,故1KHz输出波形效果不是很理想。
TP107:
与工作时钟同步输出的2KHz或1KHz正弦波信号。
TP108:
0.3~3.4KHz的正弦波。
TP109:
话路终端接收模拟信号输入。
TP110:
音频功放输入信号。
TP111:
音频输出信号。
TP112:
话路终端发送模拟信号输出。
TP113:
电话电路送往PCM编码器的话音信号。
TP114:
电话电路送往话音终端接收滤波电路的话音信号。
实验五脉冲编码调制PCM
实验内容
1.用同步的简易信号观察A律PCM八比特编码的实验
2.脉冲编码调制(PCM)及系统实验
—、实验目的
1.加深对PCM编码过程的理解。
2.熟悉PCM编、译码专用集成芯片的功能和使用方法。
3.了解PCM系统的工作过程。
二、实验电路工作原理
(一)PCM基本工作原理
脉冲调制就是把一个时间连续、取值连续的模拟信号变换成时间离散、取值离散的数字信号后在信道中传输。
脉码调制就是对模拟信号先抽样,再对样值幅度量化、编码的过程。
所谓抽样,就是对模拟信号进行周期性扫描,把时间上连续的信号变成时间上离散的信号。
该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中所有信息,也就是说能无失真的恢复原模拟信号。
它的抽样速率的下限是由抽样定理确定的。
在该实验中,抽样速率采用8Kbit/s。
所谓量化,就是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散,即用一组规定的电平,把瞬时抽样值用最接近的电平值来表示。
一个模拟信号经过抽样量化后,得到已量化的脉冲幅度调制信号,它仅为有限个数值。
所谓编码,就是用一组二进制码组来表示每一个有固定电平的量化值。
然而,实际上量化是在编码过程中同时完成的,故编码过程也称为模/数变换,可记作A/D。
由此可见,脉冲编码调制方式就是一种传递模拟信号的数字通信方式。
PCM的原理如图5-1所示。
话音信号先经防混叠低通滤波器,进行脉冲抽样,变成8KHz重复频率的抽样信号(即离散的脉冲调幅PAM信号),然后将幅度连续的PAM信号用“四舍五入”办法量化为有限个幅度取值的信号,再经编码,转换成二进制码。
对于电话,CCITT规定抽样率为8KHz,每抽样值编8位码,即共有28=256个量化值,因而每话路PCM编码后的标准数码率是64kb/s。
为解决均匀量化时小信号量化误差大、音质差的问题,在实际中采用不均匀选取量化间隔的非线性量化方法,即量化特性在小信号时分层密、量化间隔小,而在大信号时分层疏、量化间隔大,如图5—2所示。
在实际中广泛使用的是两种对数形式的压缩特性:
A律和律。
A律PCM用于欧洲和我国,律用于北美和日本。
它们的编码规律如图5-3所示。
图中给出了信号抽样编码字与输入电压的关系,其中编码方式
(1)为符号/幅度数据格式,
图5-1PCM的原理框图
图5-2A律与律的压缩特性
图5-3PCM编码方式
Bit7表示符号位,Bit6~0表示幅度大小;
(2)为A律压缩数据格式,它是
(1)的ADI(偶位反相)码;(3)为律压缩数据格式,它是由
(1)的Bit6~0反相而得到,通常为避免00000000码出现,将其变成零抑制码00000010。
对压缩器而言,其输入输出归一化特性表示式为:
A律:
μ律:
(二)PCM编译码电路TP3067芯片介绍
1.编译码器的简单介绍
模拟信号经过编译码器时,在编码电路中,它要经过取样、量化、编码,如图5-4(a)所示。
到底在什么时候被取样,在什么时序输出PCM码则由A→D控制来决定,同样PCM码被接收到译码电路后经过译码、低通滤波、放大,最后输出模拟信号,把这两部分集成在一个芯片上就是一个单路编译码器,它只能为一个用户服务,即在同一时刻只能为一个用户进行A\D及D\A变换。
编码器把模拟信号变换成数字信号的规律一般有二种,一种是μ律十五折线变换法,它一般用在PCM24路系统中,另一种是A律十三折线非线性交换法,它一般应用于PCM30\32路系统中,这是一种比较常用的变换法.模拟信号经取样后就进行A律十三折线变换,最后变成8位PCM码,在单路编译码器中,经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去,这个时序号是由A→D控制电路来决定的,而在其它时隙时编码器是没有输出的,即对一个单路编译码器来说,它在一个PCM帧里只在一个由它自己的A→D控制电路决定的时隙里输出8位PCM码,同样在一个PCM帧里,它的译码电路也只能在一个由它自己的D--A控制电路决定的时序里,从外部接收8位PCM码。
其实单路编译码器的发送时序和接收时序还是可由外部电路来控制的,编译码器的发送时序由A→D控制电路来控制。
我们定义为FSx和FSr,要求FSx和FSr是周期性的,并且它的周期和PCM的周期要相同,都为125μS,这样,每来一个FSx,其Codec就输出一个PCM码,每来一个FSr,其Codec就从外部输入一个PCM码。
图5-4(b)是PCM的译码电路方框图,工作过程同图5-4(a)相反,因此就不再讨论了。
图5-4(a)A→D电路图5-4(b)D→A电路
图5-4A/D及D/A电路框图
2.本实验系统编译码器电路的设计
我们所使用的编译码器是把编译码电路和各种滤波器集成在一个芯片上,它的框图见图5-5所示。
该器件为TP3067。
图5-6是它的管脚排列图。
图5-5TP3067逻辑方框图
3.引脚符号
符号功能
VPO+接收功率放大器的同相输出
GNDA模拟地,所有信号均以该引脚为参考点
VPO-接收功率放大器的倒相输出
VPI接收功率放大器的倒相输入
VFRO接收滤波器的模拟输出
VCC正电源引脚,VCC=+5V士5%
FSR接收帧同步脉冲,FSR为8kHz脉冲序列。
DR接收帧数据输入.PCM数据随着FSR前沿移入DR
BCLKR\CLKSEL在FSR的前沿后把数据移入DR的
位时钟,其频率可从64kHz至2.48MHz。
MCLKR\PDN接收主时钟,其频率可以为1.536MHz、
1.544MHz或2.048MHz.图5-6TP3067管脚排列图
MCLKX发送主时钟,其频率可以是1.536MHz,1.544MHz或2.048MHz.它允许与MCLKR异步,同步工作能实现最佳性能。
BCLKXPCM数据从DX上移出的位时钟,频率从64kHz至2.048MHz,必须与MCLKX同步。
DX由FSX启动的三态PCM数据输出。
FSX发送帧同步脉冲输入,它启动BCLKX并使DX上PCM数据移到DX上。
ANLB模拟环回路控制输入,在正常工作时必须置为逻辑“0”,当拉到逻辑“1”时,发送滤波器和前置放大器输出被断开,改为和接收功率放大器的VPO+输出连接。
GSX发送输入放大器的模拟输出。
用来在外部调节增益。
VFXI-发送输入放大器的倒相输入。
VFXI+发送输入放大器的非倒相输入。
VBB负电源引脚,VBB=-5V±5%。
4.PCM编译码电路
PCM编译码电路所需的工作时钟为2.048MHz,FSR、FSX的帧同步信号为8KHz窄脉冲,图5-7是短帧同步定时波形图,图5-8是时钟电路测量点波形图,图5-9是它的电原理图,图5-10是PCM编译码电路的波形图。
在本实验中选择A律变换,以2.048Mbit/s的速率来传送信息,信息帧为无信令帧,它的发送时序与接收时序直接受FSX和FSR控制。
还有一点,编译码器一般都有一个PDN降功耗控制端,PDN=0时,编译码能正常工作,PDN=1时,编译码器处于低功耗状态,这时编译码器其它功能都不起作用,我们在设计时,可以实现对编译码器的降功耗控制。
图5-7短帧同步定时
图5-8PCM编译码工作时钟各测量点波形图
三、实验内容
1.用同步的简易信号观察A律PCM八比特编码的实验
2.脉冲编码调制(PCM)及系统实验
四、实验步骤及注意事项
1.给PCM系统中送上两组信号,即:
(1)2048KHz主时钟信号;
(2)8KHz收发分帧同步信号。
2.跳线开关放置:
K501的2–3脚、K502的1–2脚、K503的1-2脚。
3.PCM系统实验电路波形图见5-10所示。
五、测量点说明
TP501:
输入信号由开关J106选择,若幅度过大,则被陷幅电路陷幅成方波,因此信号波形幅度尽量小一些,方法是,改变外部信号源的幅度大小,或调节电位器W108。
TP502:
频率为2.048MHz的主时钟信号,TP502=TP101。
TP503:
频率为8KHz的分帧同步信号,TP503=TP103。
TP504:
PCM编码输出数字信号,数据的速率是64KHz,为8比特编码,其中第一位为语音信号编码后的符号位,后七位为语音信号编码后的电平值。
TP505:
PCM译码输入数字信号,由开关K501的2与3相连。
TP506:
PCM译码输出模拟信号。
图5-10PCM系统实验电路波形图
实验六二相BPSK(DPSK)调制解调实验
实验内容
1.二相BPSK调制解调实验
2.二相DPSK调制解调实验
3.PSK解调载波提取实验
一、实验目的
1.掌握二相BPSK(DPSK)调制解调的工作原理及电路组成。
2.了解载频信号的产生方法。
3.掌握二相绝对码与相对码的码变换方法。
二、实验电路工作原理
(一)调制实验:
在本实验中,绝对移相键控(PSK)是采用直接调相法来实现的,也就是用输入的基带信号直接控制已输入载波相位的变化来实现相位键控。
图6-1是二相PSK(DPSK)调制器电路框图。
图6-2是它的电原理图。
PSK调制在数字通信系统中是一种极重要的调制方式,它的抗干扰噪声性能及通频带的利用率均优先于ASK移幅键控和FSK移频键控。
因此,PSK技术在中、高速数据传输中得到了十分广泛的应用。
下面对图6-2中的电路作一分析。
1.载波倒相器
模拟信号的倒相通常采用运放作倒相器,电路由U304等组成,来自1.024MHz载波信号输入到U304的反相输入端2脚,在输出端即可得到一个反相的载波信号,即相载波信号。
为了使0相载波与相载波的幅度相等,在电路中加了电位器W302。
2.模拟开关相乘器
对载波的相移键控是用模拟开关电路实现的。
0相载波与相载波分别加到模拟开关1:
U302:
A的输入端(1脚)、模拟开关2:
U302:
B的输入端(11脚),在数字基带信号的信码中,它的正极性加到模拟开关1的输入控制端(13脚),它反极性加到模拟开关2的输入控制端(12脚)。
用来控制两个同频反相载波的通断。
当信码为“1”码时,模拟开关1的输入控制端为高电平,模拟开关1导通,输出0相载波,而模拟开关2的输入控制端为低电平,模拟开关2截止。
反之,当信码为“0”码时,模拟开关1的输入控制端为低电平,模拟开关1截止。
而模拟开关2的输入控制端却为高电平,模拟开关2导通。
输出相载波,两个模拟开关的输出通过载波输出开关K303合路叠加后输出为二相PSK调制信号,如图6-3所示。
在数据传输系统中,由于相对移相键控调制具有抗干扰噪声能力强,在相同的信噪比条件下,可获得比其他调制方式(例如:
ASK、FSK)更低的误码率,因而这种方式广泛应用在实际通信系统中。
相对移相,就是利用载波相位的相对值来传递信息,也就是利用前后码元载波相位的相对变化来传递信息,所以也称为“差分移相”。
理论分析和实际试验证明:
在恒参信道下,移相键控比振幅键控、频率键控,不但具有较高的抗干扰性能,而且可更经济有效地利用频带。
所以说它是一种比较优越的调制方式,因而在实际中得到了广泛的应用。
图6-3模拟开关相乘器工作波形
DPSK调制是采用码型变换法加绝对调相来实现,既把数据信息源(如伪随机码序列、增量调制编码器输出的数字信号或脉冲编码调制PCM编码器输出的数字信号)作为绝对码序列an,通过差分编码器变成相对码序列bn,然后再用相对码序列bn,进行绝对移相键控,此时该调制的输出就是DPSK已调信号。
按键SW301,用来将D触发器Q端输出置“1”。
在绝对相移方式,由于发端是以两个可能出现的相位之中的一个相位作基准的。
因而在收端也必须有这样一个相同的基准相位作参考,如果这个参考相位发生变化(0相变相或相变0相),则恢复的数字信息就会发生0变1或1变0,从而造成错误的恢复。
在实际通信时参考基准相位的随机跳变是有可能发生的,而且在通信过程中不易被发现。
如,由于某种突然的骚动,系统中的触发器可能发生状态的转移,锁相环路稳定状态也可能发生转移,等等,出现这种可能时,采用绝对移相就会使接收端恢复的数据极性相反。
如果这时传输的是经增量调制的编码后话音数字信号,则不影响话音的正常恢复,只是在相位发生跳变的瞬间,有噪声出现,但如果传输的是计算机输出的数据信号,将会使恢复的数据面目全非,为了克服这种现象,通常在传输数据信号时采用二相相对移相(DPSK)方式。
DPSK是利用前后相邻码元对应的载波相对相移来表示数字信息的一种相移键控方式。
绝对码是以宽带信号码元的电平直接表示数字信息的,如规定高电平代表“1”,低电平代表“0”。
相对码(差分码)是用基带信号码元的电平与前一码元的电平有无变化来表示数字信息的,如规定:
相对码中有跳变表示1,无跳变表示0。
图6-5(a)是差分编码器电路,可用模二加法器延时器(延时一个码元宽度Tb)来实现这两种码的互相转换。
设输入的相对码an为1110010码,则经过差分编码器后输出的相对码bn为1011100,即bn=anbn–1。
图6-5(b)是它的工作波形图。
图6-4PSK、DPSK编码波形
图6-5(a)差分编码器电路图6-5(b)工作波形
(二)解调实验:
二相PSK(DPSK)解调器的总电路方框图如图6-6所示。
二相PSK(DPSK)的载波为1.024MHz,数字基带信号的码元速率有32Kbit/s。
从图6-6可见,该解调器由三部分组成:
载波提取电路、位定时恢复电路与信码再生整形电路。
载波恢复和位定时提取,是数字载波传输系统必不可少的重要组成部分。
载波恢复的具体实现方案是和发送端的调制方式有关的,以相位键控为例,有:
N次方环、科斯塔斯环(Constas环)、逆调制环和判决反馈环等。
近几年来由于数字电路技术和集成电路的迅速发展,又出现了基带数字处理载波跟踪环,并且已在实际应用领域得到了广泛的使用。
但是,为了加强学生基础知识的学习及对基本理论的理解,我们从实际出发,选择同相正交环解调电路作为基本实验。
1、二相(PSK,DPSK)信号输入电路
由BG701(3DG6)组成射随器电路,对发送端送来的二相(PSK、DPSK)信号进行前后级隔离,由U701(LM311)组成模拟信号放大电路,进一步对输入小信号的二相(PSK、DPSK)信号进行放大后送至鉴相器1与鉴相器2分别进行鉴相。
图6-6解调器总方框图
2、同相正交环锁相环提取载波电路
在这种环路里,误差信号是由两个鉴相器提供的。
VCO压控振荡器给出两路互相正交的载波信号分别送至两鉴相器,输入的二相(PSK,DPSK)信号经过两个鉴相器分别鉴相后,由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量,分别送入两判决器进行判决后得到基带信号Ud1与Ud2,其中Ud1中包含着码元信息,但无法对VCO压控振荡器进行控制。
只有将Ud1、Ud2经过基带模拟相乘器相乘后,就可以去掉码元信息,得到反映VCO输出信号与输入载波间的相位差的误差控制电压,从而实现了对VCO压控振荡器的控制。
它们的实际电路见图9-7所示。
包括鉴相器1鉴相器2低通滤波器1低通滤波器2比较判决器1比较判决器2相乘器环路滤波器VCO压控振荡器数字分频移相器等电路组成。
具体工作过程如下:
由U701(LM311)模拟运放放大后的信号分两路输出至两鉴相器的输入端,鉴相器1与鉴相器2的控制信号输入端的控制信号分别为0相载波信号与π/2相载波信号。
这样经过两鉴相器输出的鉴相信号再通过有源低通滤波器滤掉其高频分量,再由两比较判决器完成判决解调出数字基带信码,由U706∶A与U707∶A构成的相乘器电路,去掉数字基带信号中的数字信息。
得到反映恢复载波与输入载波相位之差的误差电压Ud,Ud经过环路低通滤波器R718、R719、C706滤波后,输出了一个平滑的误差控制电压,去控制VCO压控振荡器74S124。
它的中心振荡输出频率范围从1Hz到60MHz,工作环境温度在0~70℃,当电源电压工作在+5V、频率控制电压与范围控制电压都为+2V时,74S124的输出频率表达式为:
f0=5×10-4/Cext,在实验电路中,调节精密电位器W701(100KΩ)的阻值,使频率控制输入电压(74LS124的2脚)与范围控制输入电压(74LS124的3脚)基本相等,此时,当电源电压为+5V时,才符合:
f0=5×10-4/Cext,再变改电容CA701(80Pf~110Pf),使74S124的7脚输出为4.096MHz方波信号。
74S124的6脚为使能端,低电平有效,它开启压控振荡器工作;
当74S124的第7脚输出的中心振荡频率偏离4.096MHz时,此时一方面可改变CA701中的电容值,另一方面也可调节W701和W702,用频率计监视测量点TP704上的频率值,使其准确而稳定地输出4.096MHz的载波信号。
该4.096MHz的载波信号经过分频(÷4)电路:
U709与U710(74LS74)两次分频变成1.024MHz载波信号,并完成π/2相移相。
由U710∶B的9脚输出π/2相去鉴相器2的控制信号输入端U302∶D(4066)的6脚,由U710∶A的5脚输出0相载波信号去鉴相器1的控制信号输入端U302∶C(4066)的5脚。
这样就完成了载波恢复的功能。
图6-8是该解调环各输出测量点波形图,从图中可看出该解调环路的优点是:
①该解调环在载波恢复的同时,即可解调出数字信息。
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