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SPWM控制技术
SPWM控制技术
逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器,传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现,但由于其含有较大成分低次谐波等缺点,近十余年来,
由于电力电子技术的迅速发展,全控型快速半导体器件BJT,IGBT,GTO等的发展
和PWM的控制技术的日趋完善,使SPWM逆变器得以迅速发展并广泛使用。
PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列,并通过控制电压脉冲宽度和周期以达到变压目的或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术,SPWM控制技术又有许多种,并且还在不断发展中。
为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波,使电动机的输出转矩平稳,从而获得优秀的工作性能,现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成,采用脉宽调制(pulsewidthmodulation,简称pwm)控制的,只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。
应用最早而且作为pwm
控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidalpulsewidthmodulation,简称spwmg一、正弦脉宽调制原理
一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的,因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波,如图1-1所示。
图中,在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形
(假设分出的波形数目n=12),如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等,则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积,也即有等效的作用。
为了提高等效的精度,
矩形波的个数越多越好,显然,矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。
在通用变频器采用的交-直-交变频装置中,前级整流器是不可控的,给逆变器供电的是直流电源,其幅值恒定。
从这点出发,设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图1-2),只要每个脉冲波的面积都相等,也应该能实现与正弦波等效的功能,称作正弦脉宽调制(spwm)波形。
例如,把正弦半波分作n等分(在图1-2中,n=9),把每一等
分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合,这样就形成spwm波形。
同样,正弦波的
负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。
这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等
效的spwm波形称作单极式spwm。
图1-1SPWM积等校园里
图1-2SPWM波形
图1-3是spwm变压变频器主电路的原理图。
单相逆变器虽然满足了单相交流负载调压调频的要求,但是三相交流负载需要三相逆变器,例如工业上大量使用的三相交流电动机调速就需要能调频调压的三相交流电源。
三相逆变器可以由三个单相逆变
器组成,这时使用的元器件较多,普遍采用的是六个功率器件组成的三相桥式电路结构,其三相负载ZaZb、Zc可以是星形连接或三角形连接。
三相逆变器也有电压型和电流型电路,并且单相逆变器中研究的各种控制方式、方波控制、PWM控制、
单极性调制、双极性调制、电流跟踪控制等都可以应用在三相逆变器中。
从三相桥的基本结构上看,除同相上下桥臂开关不能同时导通外,要形成直流电源经三相负载的电流通路,则必须不同相上桥臂或下桥臂各有一个开关同时导通;或者上桥臂(或下桥臂)有两个开关导通,下桥臂(或上桥臂)有不同相得一个开关导通。
因此三相桥式逆变器有180度导通型和120度导通型,以方波输出的180度导通型和120度导通型三相逆变器的输出波形很简单,并且电压型方波输出三相逆变器现在很少使用,因此这里主要介绍一下PWM控制的三相逆变器。
图1-3spwm变压变频器主电路原理图
某一相的单极式spwm波形是由逆变器该相上(或下)桥臂中一个功率开关器件反复导通和关断形成的。
在正弦脉宽调制方法中,利用正弦波作调制波(modulationwave),受它调制的信号称为载波(carrierwave),常用等腰三角波作载波。
当调制波与载波相交时(见图1-4a),其交点决定了逆变器开关器件的通断时刻。
例如:
当a相的调
制波电压Ura高于载波电压Ut时,使开关器件Vt1导通,输出正的脉冲电压(见图1-4b);当Ura低于Ut时,使Vt1关断,输出电压下降为零。
在Ura的负半周中,可用类似的方法控制下桥臂的Vt4,输出负的脉冲电压序列。
若改变调制波的频率,输出电压基波的频率也随之改变;降低调制波的幅值时,如图中的,各段脉冲宽度变窄,输出电压的基波幅值也相应减小。
(a)正弦调制波与三角载波(b)输出的SPW波
图1—5三相桥式pwr逆变器的双极性spwm波形
上述单极式spwn波形在半周内的脉冲电压只在正”或负”和零”之间变化,主电路每相只有一个开关器件反复通断。
如果让同一桥臂上、下两个开关器件互补地导通与关断,则输出脉冲在正”和负”之间变化,就得到双极式的spwm波形。
图1-5绘出了三相双极式正弦脉宽调制波形,其调制方法和单极式相似,只是输出脉冲电压的极性不同。
当a相调制波Ura>ut时,vti导通,vt4关断,节点a与直流电源中点o'间的相电压为Uao'=+Ud/2(图1-5b);当Ura 所以a相电压Uao'f(t)是以+Ud/2和一Ud/2为幅值作正、负跳变的脉冲波形。 同理,图1-5c的Ub0'f(t)是由vt3和vt6交替导通得到的,图1-5d的Uco'f(t)是由vt5和vt2交替导通得到的。 由Ua0‘和Ub0'相减,可得逆变器输出的线电压Uab=f(t)(图1-5e),也就是负载上的线电压,其脉冲幅值为+ud和—ud。 可见,线电压的spwn波是由土Ud和0三种电平构成的。 双极性调制和单极性调制都通过调制波和载波比较,在交点处产生驱动信号,改变调制波Ur的幅值Urm,则改变了调制正弦波与三角波的交点位置,可以调节矩形脉冲的宽度,从而改变输出电流电压的大小。 改变调制正弦波Ur的频率fr,使输 出交流电的频率f也同时变化,因此调节调制波的幅值和频率就可以调节交流输出电压的大小和频率,调压和调频(vvvF空制)同时在逆变器的控制中完成,不再需要调控直流电源电压,因此电压型PWM控制的直流电源都采用不控整流器为直流电 源。 为了反映载波和调制波的关系,定义调制比M为调制波幅值与载波幅值之比, 改变M即调节了输出交流电压,M也称为调制度。 定义载波比N(即频率比)为载波频率与调制波频率之比,载波比N决定了一周期 中组成输出交流电的脉冲个数。 单极性调制在输出交流的半周内只有单一极性的脉冲,因此输出电压较高;双极性调制在输出交流的半周内只有正负脉冲,因此输出电压比单极性调制低,但是双极性调制灵敏度较高,使用也较多,可以证明双极性调制,如果载波比N足够大, 调制比M小于等于1则基波电压幅值U1m约等于M*Ud,输出交流电压基波有效值为U01=0.707M*Ud,而采用180度方波调制时输出交流电压基波有效值可以达到U01=0.9Ud,Ud为直流电源电压。 采用PWM调制时,在输出电压中可以消除谐波。 双极性调制同相上下桥壁的开关器件交替导通,较容易产生直通现象,因此同相上下桥臂开关的关断和导通之间要有一定的时间间隔,称为“死区”,以确保不产生直通现象。 插入死区使输出电压波形产生一定的畸变,输出电压也略有降低,并使输出电压含有低次谐波,并且主要产生的是奇次谐波,而单极性调制则没有这个问题。 二、脉宽调制的制约条件根据脉宽调制的特点,逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周内要开关n次。 如果把期望的正弦波分段越多,则n越大,脉冲波序列的脉宽Si越小,上述分析结论的准确性越高,spwm波的基波就更接近期望的正弦波。 但是,功率开关器件本身的开关能力是有限的,因此,在应用脉宽调制技术时必然要受到一定条件的制约,这主要表现在以下两个方面。 1、功率开关器件的开关频率各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制,全控型器件常用的开关频率如下: 双极型电力晶体管(bjt)开关频率可达1~5khz,可关断晶闸管(gto)开关频率为1~2khz,功率场效应管(p-mosfet)开关频率可达50khz,而目前最常用的绝缘栅双极晶体管(igbt)开关频率为5〜20khz。 定义载波频率ft与参考调制波频率fr之比为载波比n(carrierratio),即 N=ft/fr (1) 相对于前述spwn波形半个周期内的脉冲数n来说,应有n=2n。 为了使逆变器的输出尽量接近正弦波,应尽可能增大载波比,但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看,载波比又不能太大。 n值应受到下列条件的制约: ”<=功率开关器件的允许开关频率/最高的正弦调制信号频率 (2) 式中的分母实际上就是spwn变频器的最高输出频率。 2、最小间歇时间与调制度为保证主电路开关器件的安全工作,必须使调制的脉冲波有个最小脉宽与最小间歇的限制,以保证最小脉冲宽度大于开关器件的导通时间ton,而最小脉冲间歇大于器 件的关断时间toff。 在脉宽调制时,若n为偶数,调制信号的幅值Urm与三角载波相交的两点恰好是一个脉冲的间歇。 为了保证最小间歇时间大于toff,必须使Urm低于三角载波的峰值Utm。 为此,定义Urm与Utm之比为调制度RT,即 在理想情况下,m值可在0~1之间变化,以调节逆变器输出电压的大小。 实际上,n总 是小于1的,在n较大时,一般取最高的m=0.8~0.9。 三、同步调制与异步调制 在实行spwn时,视载波比n的变化与否,有同步调制与异步调制之分。 1、同步调制 在同步调制方式中,n=常数,变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步改变,因而输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。 如果取n等于3的倍数,贝U同步调制能保证输出波形的正、负半波始终对称,并能严格保证三相输出波形间具有互差120°的对称关系。 但是,当输出频率很低时,由于相邻两脉冲间的间距增大,谐波会显著增加,使负载电动机产生较大脉动转矩和较强的噪声,这是同步调制方式的主要缺点。 2、异步调制为了消除同步调制的缺点,可以采用异步调制方式。 顾名思义,异步调制时,在变压变频器的整个变频范围内,载波比n不等于常数。 一般在改变调制波频率fr时保持三角载波频率ft不变,因而提高了低频时的载波比。 这样输出电压半波内的矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加,从而减少负载电动机的转矩脉动与噪声,改善了系统的低频工作性能。 有一利必有一弊,异步调制方式在改善低频工作性能的同时,又失去了同步调制的优点。 当载波比n随着输出频率的降低而连续变化时,它不可能总是3的倍数,势必使输出电压波形及其相位都发生变化,难以保持三相输出的对称性,可能引起电动机工作的不平稳 3、分段同步调制为了扬长避短,可将同步调制和异步调制结合起来,成为分段同步调制方式,实用的spwn变压变频器多米用这种方式。 在一定频率范围内采用同步调制,可保持输出波形对称的优点,但频率降低较多时,如果仍保持载波比n不变,输出电压谐波将会增大。 为了避免这个缺点,可以采纳异步调制的长处,使载波比分段有级地加大,这就是分段同步调制方式。 具体地说,把整个变频范围划分成若干频段,在每个频段内都维持载波比n恒定,而对不同的频段取不同的n值,频率低时,n值取大些,一般大致按等比级数安排。 四、SPW控制方法采用高开关频率的全控型电力电子器件组成逆变电路时,先假定器件的开与关均无延时,于是可将要求变频器输出三相spwn波的问题转化为如何获得与其形状相同的三相spwn控制信号问题,用这些信号作为变频器中各电力电子器件的基极(栅极)驱 动信号。 原始的spwn是由模拟控制实现的。 图3-7是spwn变压变频器的模拟控制电路框图。 三 相对称的参考正弦电压调制信号Ura、Urb、Urc由参考信号发生器提供,其频率和幅值都可调。 三角载波信号ut由三角波发生器提供,各相共用。 它分别与每相调制信号进行比较,给出正”的饱和输出或零”输出,产生spwn脉冲波序列Uda、Udb、Ude,作为变压变频器功率开关器件的驱动信号。 spwn的模拟控制现在已很少应用,但它的原理仍是其它控制方法的基础。 目前常用的spwn控制方法是数字控制。 可以采用微机存储预先计算好的spwn波形数据表格,控制时根据指令调出;或者通过软件实时生成spwn波形;也可以采用大规模集成电路专用芯片中产生的spwn信号。 下面介绍 几种常用的方法。 SPWM法的实现方式有多种,可以由模拟或数字电路等硬件电路来实现,也可以由微处理器运用软硬件结合的办法来实现。 用软件来实现SPWM法,实现起来简便,精度高,现在已经被广泛采用,此时所采用的采样型SPWM法,分为自然采样法和规则采样法。 其中规则采样法又有对称规则采样法与不对称规则采样法两种。 4.1.1自然采样法 图1所示的就是自然采样法。 它是将基准正弦波与一个三角载波相比较,由两者的 交点决定出逆变器开关模式的方法。 图1中,Tt为三角波的周期,Ur为三角波的幅值,正弦波为Uesin^t,Ts称为采样周期,Ts=Tt/2,t1及为正弦波与三角波两个相邻交点的时刻。 由图1可以得出 (1) 式 (1)中: M=Uc/Ur为正弦波幅值对三角波幅值之比,0 脉 冲宽度为 LL tp=ton+ton=“[1+“(sin«t1+sin«t2)] (2) 式 (2)中t1及t2不但与载波比N=T/Tt(T为正弦波的周期)有关,而且是幅度调制比M的函数,求解t1及t2与M的关系要花费很多时间。 由此可见,自然采样法得到的数学模型并不适合于 由微处理器实现实时控制,所以就发展了规则采样法 4.1.2对称规则采样法 图2所示的即为对称规则采样法。 这种方法是由经过采样的正弦波(实际上是阶梯波)与三角波相交 这种方法只在三角波的顶点位置或底点位置对正弦波采样而形成阶梯波。 此阶梯 波与三角波的交点所确定的脉宽在一个采样周期Ts(Ts=Tt)内的位置是对称的,故称 为对称规则采样。 由图2得出 (3) 式中: ti为采样点(这里为顶点采样)的时刻。 脉冲宽度为 tpw=J(1+Msin3ti)==(1+Msinwti)(4) 式(4)中采样点时刻ti只与载波比N有关,而与幅度调制比M无关,且ti=kTt,k=0,1,...,N-i。 由式(3)及式(4)可知,在对称规则采样的情况下,只需知道一个米样点ti就可以确定出这个米样周期内的时间间隔toff与脉冲宽度tpw的值。 4.1.3不对称规则采样法 如果既在三角波的顶点位置又在底点位置对正弦波进行采样,由采样值形成阶梯波,贝吐匕阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽,在一个三角波的周期内的位置是不对称的,如图3所示。 因此,这样的采样方法称为不对称规则采样法。 在这里,采样周期Ts是三角波周期的1/2,即Ts=Tt/2。 由图3可知 脉冲宽度为 tpw=ton+ton=止[1+小(sinwtl+sin(^t2)](6) 式(6)与式 (2)在形式上一样,但实质上有区别。 在式(6)中,ti及t2均与幅度调制比M无关。 对于图3所示的情况有 £……』(7) 即k=0,1,2,3,…,k为偶数时是顶点采样,k为奇数时是底点采样。 在对称规则采样中,实际的正弦波与三角载波的交点所确定的脉宽要比生成的PWM脉宽大,也就是说,变频器的输出电压比正弦波与三角波直接比较生成PWM 时输出的电压要低。 而非对称规则采样法在一个载波周期里采样两次正弦波数值,该采样值更真实地反映了实际的正弦波数值,其输出电压也比前者高。 但是由于采样次数增大了一倍,也就增大了数据的处理量,当载波频率较高时,微处理器的运算速度将成为一个限制因素。 4.2谐波消去法SPWM[3] 谐波消去法,是在SPWM波电压波形上设置一些槽口,通过合理安排槽口的位置和宽度,则可以达到既能控制输出电压分量,又能有选择地消除某些较低次谐波的目的。 这种槽口的安排如图4所示。 图中决定槽口的开关角不再用参考信号和载波信号相互比较的方法来确定,而是利用输出电压波形的数学模型通过计算求得。 对于图4所示的波形,考虑对称性,谐波成分中不含直流分量及偶次谐波。 其傅立叶奇数 表达式可以写成 I Uun(t)=・■】BnSinn®t(n=1,3,5…)(8) 各次谐波的幅值为 (11) 辛"=丄一1十普丈工沁啊J An=" i! 励 式中: Bio=寓。 由式(11)可知,通过合理安排M个开关角,就可以消除M—1种谐波并控制基波电压。 质疋 通过以上的分析可知,谐波消去法是一种根据输出电压的数学模型直接确定开关角a的方法,其实质是一种优化PWM方法。 这种方法的优点就是利用有限个开关角就能有效地抑制某些低次谐波。 当然,它的缺点也很明显,计算复杂,要求消除的谐波越多,计算量也就越大。 另外,通过这种方法只能使特定次数的谐波被消除,而其余次数的谐波却不能被消除,而且可能还会使之增大。 但随着M的增大, 未消去的谐波的次数也越来越高,这时谐波对电动机的影响已经不大了。 在实际应用中,常常是先离线计算出a值,利用查表法快速而准确地实时确定开关角地值。 4.3spwm专用集成电路芯片与微处理器 应用单片微机产生spwm波形时,其效果受到指令功能、运算速度、存储容量和 兼顾其它控制算法功能的限制,有时难以有很好的实时性。 特别是在高频电力电子器件的应用以及在闭环调速系统中,完全依靠软件生成spwm波形的方法实际上很难 适应其要求。 随着微电子技术的发展,早期曾陆续开发了一些专门用于发生spwr控 制信号的集成电路芯片,如mullard公司的hef4752、philips公司的mkii、siemens公司的sle4520、sanken公司的mb63h110以及我国研制的zps-110等,应用这类专用芯片当然比用单片微机生成spwn信号要方便得多。 近来更出现了多种用于电动机调速控制的专用单片微处理器,如intel公司的8xc196m(系列、tl公司的tms320系列、日立公司的sh7000系列等。 这些微处理器一般都具有以下功能: ⑴有pwr波形生成 硬件及较宽的调频调制范围; (2)为了对变频器及所组成调速系统的运行参数(如电压、电流、转速等)进行实时检测与故障保护,微处理器具有很强的中断功能与较多的中断通道;(3)具有将外部的模拟量控制信号及通过各种传感器送来的模拟反馈、检测信号进行a/d转换的接口,且一般为8位转换器;(4)具有较高的运算速度、能完成复杂运算的指令、内存容量较大;(5)有用于外围通信的同步、异步串行接口的硬件或软件单元。 由于这些功能的支持,所以上述微处理器能方便地用于开发基于pwr控制技术的电动机调速系统,微处理器除能产生可调频率的pwr控制信号外,还能完成必需的保护、控制等功能。 现代spwm变频器的控制电路大都是以微处理器为核心的数字控制电路。 以上各种控制方法,在采样法SPWM中,对称规则采样方法简单,但变频器的输出电压比较低;而非对称规则采样法在一个载波周期里采样两次正弦波数值,使采样值更真实地反映了实际的正弦波数值,其输出电压较高。 但由于采样次数增加,增大了数据的处理量,当载波频率较高时,微处理器的运算速度成为一个限制因素。 谐波消去法实质是一种优化PWM方法。 这种方法控制简单,能有效地抑制某些低次谐波。 但计算复杂,且只能使特定次数的谐波被消除。 相移spwm技术能够在较低的器件开关频率下实现高开关频率的效果,在大功率电力电子装置中解决了开关器件功率与频率的矛盾,具有广阔的应用前景。
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